DL6YCL via QO100

Inhaltsübersicht QRZ.com 07.10.2023

Mein Weg zu Qatar-OSCAR 100

Nach vielen Jahren Abstinenz habe ich via QO100 wieder zum Amateurfunk zurück gefunden. Nach ersten Empfangs-Versuchen mit dem BATC-Web-SDR im Sommer 2019 habe ich mit einfachen Mitteln meine erste Empfangsanlage für QO100 konfiguriert (siehe Bild 1 und Bild 2).

Diese netzunabhängige mobile Empfangsanlage bestand aus dem 60-cm-Offsetparabol-Reflektor mit LNB (siehe Bild 1), DVBT-Stick mit OTG-Kabel, TV-Weiche mit DC-Pfad, 9-V-Batterieblock, Mobil-Phone mit RTL-SDR-Treiber und RF-Analyser Dekodier- und Darstellungssoftware (siehe Bild 2).

Diese einfache und mobile Empfangs-Konfiguration kann u. a. auch hilfreich für die Ausrichtung eines fest montierten Parabolreflektors auf QO100 eingesetzt werden.

Bild 1: Empfangsantenne für QO100 (rotes LNB) und ASTRA (gelbes LNB)

Wegen der geringeren Signalstärke wurde das QO100-LNB im Zentrum des Parabolreflektors plaziert. Beim wesentlich stärkeren ASTRA-Signalpegel können die “Schielverluste” durch den lateralen Versatz des ASTRA-LNB akzeptiert werden. Der eine oder andere Betrachter wird sich vielleicht darüber wundern, dass sich das ASTRA-LNB – von vorn betrachtet – rechts vom QO100-LNB befindet, obwohl sich QO100 mit ca. 26° E knapp 7° weiter östlich als ASTRA mit 19,2° E befindet.

Die Erklärung ist ganz einfach: Am Parabolreflektor gilt für die Satellitensignale das optische Brechungsgesetz mit Einfallswinkel = Ausfallswinkel. Das ASTRA-Signal kommt zwar von links – wieder von vorn betrachtet – wird aber durch die Reflektion am Parabolreflektor rechts vom QO100-LNB zurückgestrahlt.

Bild 2a: Erste mobile netzunabhängige Empfangsanlage für QO100 mit einem Mobilphone

Das Bild 2a zeigt den netzunabhängigen mobilen QO100-Empfänger ohne 60-cm-Offset-Parabolreflektor mit TV-LNB. Das folgende Bild 2b zeigt das komplette Blockschaltbild mit der Modifikation und Hinweisen zu den verwendeten Android-APP,s.

Bild 2b: Netzunabhängige QO100-Empfangsanlage mit einem Mobile Phone

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Das Hase- und Igelspiel

Es kommt immer wieder mal vor, dass anrufende Stationen aus vielerlei Gründen nicht exakt auf der Sendefrequenz der gehörten Station – in diesem Fall die Sendefrequenz von DL6YCL – antworten. Dieses Problem hat man eigentlich nur, wenn man sich nicht exakt auf der eigenen Sendefrequenz in der richtigen Tonlage zurückhört und ein Frequenzoffset zwischen der eigenen Sende- und Empfangsfrequenz hat. Bei kleinen Abweichungen von wenigen hundert Hertz ist das grundsätzlich kein Problem, weil man diese Station noch lesen kann. Aber ein Ohrenschmaus ist das auch nicht. Wenn mein Gegenüber weiss, was er tut, könnte ich mich im Falle eines Frequenzoffsets während des Anrufs exakt auf seine Sendefrequenz setzen und alles wäre gut.

Es gibt aber auch Stationen, die mit 1 bis 2 kHz Abweichung antworten. Zunächst geht man erst einmal davon aus, dass man nicht gemeint ist, zumal das Empfangssignal bei diesen großen Abweichungen mit einem SDR nicht lesbar ist. Als QO100-Benutzer sollte man schon wissen, dass Stationen, die empfangseitig mit der PSK-Bake des QO100 synchronisiert sind, im Sinne einer sauberen Betriebstechnik bei einer Ablage auch das Sendesignal verändern müssen, damit diese sich weiterhin in der richtigen Tonlage zurückhören.

Und nun beginnt das “Hase-und Igelspiel”, wenn mein Gegenüber nicht weiss, was er zu machen hat. Die angerufene Station – in diesem Fall DL6YCL – stellt sich mit seinem Sender exakt auf die abweichende Sendefrequenz der Gegenstation ein, was für einen informierten OM normalerweise kein Problem darstellt. Der uninformierte OM an der Gegenstation stellt wiederum eine andere Sendefrequenz ein, weil er die angerufene Station nun auf einer anderen Frequenz empfängt. Dieses Spiel kann man dann beliebig oft wiederholen, aber es wird kein QSO zustande kommen, wenn der uninformierte OM den Hinweis, seine Sendefrequenz nicht mehr zu verändern, ignoriert!

Hinweis: Wenn man an der eigenen QO100-Station einen Frequenzoffset zwischen der Sende- und Empfangsfrequenz feststellen sollte und diesen nicht beseitigen kann, so muss man diesen Frequenzoffset bei der Einstellung der Sendefrequenz berücksichtigen, damit man tranceive mit der anrufenden Station ist. Dies sollte man allein schon im Interesse der Zuhörer machen. Denn bereits bei wenigen hundert Hertz Frequenzoffset zwischen beiden Gesprächspartnern kann das QSO nicht mehr auf einer Frequenz verfolgt werden.

Es gibt inzwischen einen systembedingten Frequenz-Offset von ca. 200 Hz zwischen der Uplink- und Downlink-Frequenz des QO100, der bei der Stationseinstellung zu berücksichtigen ist. Bei der Synchronisierung mit der PSK-Bake des QO100 wird dieser Frequenz-Offset automatisch kompensiert, wenn man das eigene Sendesignal mit der richtigen Tonlage zurückhört.

Unter 2. Sendeversuch (siehe weiter unten) gibt es einen Vorschlag, wie man den Frequenz-Offset zwischen der Sende- und Empfangsfrequenz z. B. beim ADALM PLUTO ermitteln bzw. überprüfen kann und bei Bedarf beseitigen kann.

Empfang mit der SDR-Console

Das Empfangssignal der PSK-Bake auf 10489,750 MHz wird mit der Zwischenfrequenz 9750 MHz auf 739,750 MHz umgesetzt. Auf diese Frequenz muss der ADALM PLUTO via SDR-Console eingestellt werden.

Auch wenn beim ersten Empfangsversuch kein Signal empfangen wird, ist die Empfangsanlage in den meisten Fällen nicht defekt bzw. nicht falsch eingestellt. Die 25-MHz-Oszillatoren der LNB haben eine Streuung bis zu ca. 1 kHz. Dies bedeutet z. B. bei 1 kHz Offset auf der Empfangsfrequenz eine Abweichung von 390 kHz. Um diesen Wert muss die Zwischenfrequenz in der SDR-Console korrigiert werden, damit das Bakensignal auf der richtigen Frequenz empfangen werden kann.

Beispiel: Der 25-MHz-Oszillator meines Megasat Diavolo LNB liegt bei ca. 25,001 MHz also 1 kHz zu hoch. Mit dem Multiplikator 390 ergibt sich eine Zwischenfrequenz von 9750,390 MHz, die eine Empfangsfrequenz von 739,360 kHz – also 390 kHz zu tief – zur Folge hat. Damit wir aber die Frequenz auf 739,750 MHz empfangen, muss der in die SDR-Console einzugebende Zwischenfrequenzwert um 390 kHz von 9750,000 MHz auf 9749,610 MHz reduziert werden.

Bei negativen Abweichungen der LNB-Oszillatorfrequenz ergibt sich eine entsprechend niedrigere Zwischenfrequenz, die eine entsprechend höhere Empfangsfrequenz zur Folge hat. In diesem Fall ist der in die SDR-Console einzugebende Zwischenfrequenzwert entsprechend zu erhöhen.

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Sendeversuche über QO100

Aus den Stationsbeschreibungen der mitgehörten QSO via QO100 konnte ich entnehmen, dass viele OM bereits mit einem 60-cm-Offset-Parabolreflektor und ca. 2 Watt Sendeleistung aus einer chinesischen WiFi-PA ein akzeptables Signal auf dem Satelliten-Transponder erzeugten. Sehr viele Stationen, die ein sauberes Audiosignal erzeugten, waren mit einem SDR und der Software-Console von Simon Brown, G4ELI ausgestattet.

Also wurden damals für ca. 220 Euro ein ADALM Pluto, ein 20-dB-Vorverstärker CN0417 und eine chinesische WiFi-PA beschafft. Der 60-cm-Parabolreflektor und das Stativ waren bereits vorhanden, denn sie gehören zur TV-Anlage des Wohnmobils. Das gute und komplexe Programm Software Console wurde auf dem PC installiert und vorab die Bedienung geübt.

Viele hilfreiche Informationen zu den erforderlichen Modifikationen des ADALM Pluto (TCXO-Austausch) und der WiFi-PA (SMA-Buchsentausch und Lötpunkt für den Dauerbetrieb) sind im AMSAT Forum und im Internet zu finden. Bei meinem ADALM Pluto wurde der 25-ppm-TCXO gegen einen 0.5-ppm-TCXO getauscht. Nach ersten sporadischen Ausfällen sorgte die zusätzliche Masseverbindung nach Sandor, DM4DS für einen stabilen Betrieb. Diese Information bekam ich freundlicherweise von Matthias, DD1US zugeschickt.

Der ADALM Pluto wurde mit dem CN0417 und der WiFi-PA zusammengeschaltet und mit Tireps direkt hinter der jeweiligen Sendeantenne am Stativ befestigt. Der ADALM Pluto wurde über ein 10-m-LAN-Kabel vom LapTop angesteuert.

Nun konnten im Freien bei mäßigem Wind und trockenem Wetter die Sendeversuche via QO100 beginnen. Als Empfangsanlage diente zunächst der Web-SDR vom BATC.

1. Sendeversuch via QO100

Der erste Sendeversuch via QO100 erfolgte mit einer suboptimalen RHCP-Eigenbau-Helixantenne aus früheren Jahren (siehe Bild 3). Die Elevation der Helixantenne wurde auf ca. 26° Elevation eingestellt. Als Ausrichtungshilfe im Azimut diente ein markantes Objekt in der näheren Umgebung. Dieser Sendeversuch war nach meiner Einschätzung zunächst ein Misserfolg, weil ich nur die Frequenz abgehört habe, auf der ich mein Sendesignal erwartete. Meine Erwartungen an die Frequenztreue des ADALM Pluto waren einfach zu hoch gesteckt.

Bild 3: Erster Sendeversuch via QO100 mit der suboptimalen Eigenbau-Helixantenne

2. Sendeversuch via QO100

Der zweite Sendeversuch, der ebenfalls mit der suboptimalen Eigenbau-Helixantenne erfolgte, war erfolgreich. Neben der eingestellten Empfangsfrequenz war auf dem Wasserfall der SDR-Console immer dann ein Signal zu sehen, während ich sendete. Das Signal war nicht sehr laut (ca. R5, S3) und ca. 27,6 kHz unterhalb der eingestellten Sendefrequenz. Dieser Frequenzoffset wurde durch die Abweichung des 40,000-MHz-Oszillators im ADALM PLUTO verursacht, weil bisher keine Überprüfung bzw. Kalibrierung durchgeführt wurde.

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Abgleich des ADALM PLUTO mit SDR-Console ohne externe Frequenz-Referenz

Für den Betrieb eines ADALM PLUTO an der SDR Console von Simon Brown, G4ELI ist für die üblichen Betriebsarten im Gegensatz zur Transceiver-/Transverterlösung eine externe Referenz, wie z. B. GPS-DO, nicht zwingend erforderlich, wenn der vorhandene 25-ppm-TCXO gegen eine 0,5-ppm oder 0,1-ppm-Version getauscht wird. Die Empfangsfrequenz wird durch die SDR-Console via PSK-Bake des Satelliten QO100 auf der NB-Transponder-Mittenfrequenz 10489,750 MHz synchronisiert. Diese Empfangsfrequenz-Synchronisierung via SDR-Console ist sehr stabil und genau.

Hinweis: Bei dieser Konfiguration sollte der RIT in der SDR-Console im Sinne einer sauberen Betriebstechnik nicht mehr verstellt werden, da man erstens dann das eigene Sendesignal nicht mehr in der richtigen Tonlage hört und zweitens auch gezwungen wird, die eigene Empfangsfrequenz exakt auf die Frequenz der gehörten Gegenstation einzustellen. Auf dieser eingestellten Frequenz liegt dann auch nach einer erfolgreichen Kalibrierung gewohnlich die eigene Sendefrequenz. Falls die eigene Sendefrequenz nicht exakt mit der Empfangsfrequenz übereinstimmt, – dies kann man z. B. mit einem 800-Hz-Ton überprüfen – sollte die geringe Frequenzdriftt des ADALM PLUTO jeweils mit dem XIT in der SDR-Console kompensiert werden.

Die Baken-Frequenz wird im Geostationary Satellite Beacon Fenster nur dann exakt angezeigt, wenn das LNB ebenfalls exakt auf der Transponder-Mittenfrequenz von 10489,750 MHz liegt und eine exakte Mischfrequenz von 9750 MHz (390 x 25 MHz) verwendet wird. Ansonsten wird die abweichende Frequenz des LNB angezeigt. Wird diese Abweichung zu groß, sollte in der SDR-Console die Zwischenfrequenz um der Wert der Abweichung korrigiert werden, weil sonst die angezeigten Pegelwerte der SDR-Console sich asymmetrisch verschieben und bei sehr hohen Abweichungen eventuell der Fangbereich der Synchronisation verlassen werden könnte. Diese Korrektur der Zwischenfrequenz ist hier nicht zwingend und mit stabilen externen Referenzfrequenz überhaupt nicht erforderlich.

Hinweis: Die Empfänger-Synchronisation mit der QSP-Bake des QO100 ist für den PPM-Abgleich des ADALM PLUTO zwingend erforderlich!

Nach dem ersten Sendeversuch mit dem ADALM PLUTO wird man in der Regel das gesendete Signal auf einer tieferen als der eingestellten Frequenz empfangen. Dies können schon bis zu ca. 30 kHz und eventuell mehr sein und liegt daran, dass bisher kein Korrektur-Offset für den 40-MHz-Oszillator in die SDR-Console eingegeben wurde.

Mein ADALM PLUTO hat z. B. bei 0 ppm einen Offset von -27,6 kHz, bei +10 ppm -51,6 kHz und bei -10 ppm einen Offset von – 3,6 kHz, also ca. 2,400 kHz pro ppm. Den erforderlichen negativen Offsetwert kann man relativ genau bestimmen, wenn man den 0-ppm-Wert – hier 27,6 kHz – durch den pro-ppm-Wert – hier 2,4 kHz – dividiert. In meinem Fall ist das ein Offset von – 11,500 ppm. Den Feinabgleich kann man anschließend z. B. mit Hilfe eines 800-Hz-Tons durchführen. Der 40-MHz-Oszillator des ADALM Pluto wird dann so lange abgeglichen, bis das 800-Hz-Testsignal in der richtigen Tonlage auf der eigestellten Frequenz zu hören bzw. auf dem Display auf der 800-Hz-Linie zu sehen ist. Dieser Abgleichvorgang kann Online während des Funkbetriebs erfolgen, sollte aber nur bei der erreichten Betriebstemperatur durchgeführt werden.

Hinweis: Der Offsetwert wird unter Transmit Options / Adalm Pluto (oder dein gewählter Name) / Radio Configuration / Calibration in die SDR-Console eingegeben und dort permanent gespeichert.

Achtung: Damit der Wert von der SDR-Console übernommen wird, muss das Häkchen bei ENABLE gesetzt werden!

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Die ersten QSO via QO100

Zwischenzeitlich hatte mir Gerd, DG5BCR seine 24-dBi-Gridantenne angeboten. Nun konnte der QSO-Betrieb bei schönem Wetter mit der linear polarisierten Grid-Antenne (siehe Bild 4) beginnen.

Bild 4: QSO-Sendebetrieb mit der Grid-Antenne von DG5BCR

Es erfolgten noch einige “Ausseneinsätze” mit der Grid-Antenne, die sehr zufriedenstellend arbeitete. Inzwischen war die erste Poty-Antenne zusammengelötet und einsatzbereit. An die Poty-Antenne wurde ein Diavolo TV-LNB von MEGASAT angeflanscht. Nun konnte der QSO-Betrieb mit der geplanten Stationskonfiguration – aber immer noch auf dem Stativ – im Freien beginnen (siehe Bild 5). Das erste QSO via QO100 hatte ich am 04.04.2020 mit Sergey, R5AU. Bis zur Inbetriebnahme der stationären Stationskonfiguration, die am 19.06.2020 erfolgte, wurden 18 “Freiluft-QSO” geführt.

Bild 5: Stationskonfiguration mit der Poty-Antenne

Das erste QSO mit der festen Indoor-Konfiguration (siehe Bild 6) – die noch auf ein Metallgehäuse wartete – und einer Poty-Antenne vor einem 95-cm-Offset-Parabolreflektor, führte ich mit Harrie, PE1JXI. Als zweiter OM meldete sich Matthias, DD1US. Dieses QSO wurde leider abrupt durch den ADALM Pluto beendet. Von Matthias bekam ich den entscheidenen Tipp zur Lösung des PLUTO-Problems. Diese sporadischen Aussetzer des Pluto sind nun nicht mehr vorhanden. Die Station erzeugt mit ca. 1,8 Watt Sendeleistung an der Poty-Antenne ein lautes Signal auf dem QO100-Transponder.

Bild 6: Erste Indoor-Konfiguration von DL6YCL

Wider Erwarten wird der QO100-Transponder nicht sehr stark frequentiert und “Relaisstörer” gibt es auch schon.

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Vorstellung des QO100-Eigenbau-Transceivers

Die von mir gewählte TRX-Konfiguration ist eine von vielen möglichen Stationskonfigurationen für den Funkbetrieb auf dem Schmalband-Transponder des QO100. Aus Platz- und Gewichtsgründen habe ich mich für eine rein digitale Lösung mit dem ADALM Pluto entschieden. Diese ist sowohl für den portablen Betrieb als auch für den stationären Betrieb geeignet. Die DC-Versorgung kann über einen Akku oder über einen AC/DC-Converter erfolgen.

Die Indoor-Konfiguration aus Bild 6 wurde dazu in einem spritzwassergeschützten Metallgehäuse untergebracht. Damit ein akzeptables Signal für den portablen Betrieb erzeugt werden kann – hier wird sendeseitig eine Antenne mit geringerem Antennengewinn eingesetzt – wurde die chinesische WiFi-PA gegen eine leistungsstärkere SG-Lab PA Version 3 augetauscht.

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Bild 7: Aussenansicht des QO100-Eigenbau-Transceivers

Im stationären Betrieb wird die SG-Lab-PA aktuell mit ca. 4 bis 5 Watt an 24 VDC betrieben. Dabei wird diese nicht einmal handwarm, aber sicherhaltshalber wurden zwei kleine Lüfter ins Gehäuse eingebaut. Im Bild 7 sind die folgenden Elemente zu erkennen:

   1 – Sicherungshalter

   2 – Anschlussklemmen für die 13,5 VDC-Versorgung

   3 – RX-Eingang vom LNB und DC-Ausgang zum LNB der POTY-Antenne

   4 – LAN-Kabel für den abgesetzten Betrieb

   5 – TX-Ausgang zum 2,4 GHz-Patch der POTY-Antenne

Das Schaltkastengehäuse ist ca. 80 mm hoch und mit den Abmessungen etwas kleiner als ein DIN-A4-Blatt.

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Die Konfiguration des QO100-Eigenbau-Transceivers

Im Bild 8 wird das “Innenleben” des QO100-Eigenbau-Transceivers gezeigt. Es wurden die folgenden Komponenten in das Metallgehäuse integriert:

   1 – SDR ADALM Pluto von Analog Devices

   2 – 3-dB-Dämpfungsglied

   3 – 20-dB-Vorverstärker CN 0417

   4 – SG-Lab PA Version 3 (20 Watt@28 VDC)

   5 – SAT-Abzweiger SAB 1-16 mit DC-Pfad

   6 – LAN-Adapter mit OTG-Kabel

   7 – Brückengleichrichter (optional)

   8 – DC/DC-Down-Converter 12 VDC / 5VDC

   9 – DC/DC-Up-Converter 12 VDC / 28 VDC

Bild 8: Innenansicht des QO100-Eigenbau-Transceivers

Die Zentraleinheit des QO100-TRX bildet der SDR ADALM Pluto (1). Hier kann auch jeder andere geeignete SDR eingesetzt werden.  Der ADALM Pluto ist über ein LAN-Kabel an den Router angeschlossen. Dazu muss ein LAN-Adapter (6) via OTG-Kabel an den ADALM Pluto angeschlossen werden. Das Gehäuse des ADALM Pluto wurde nur mit Klettband befestigt. So kann man diesen jederzeit schnell ausbauen, falls er mal temporär für andere Aufgaben verwendet werden soll. Als SDR-Software wird die bewährte und von vielen OM genutzte SDR Software-Console von Simon Brown, G4ELI eingesetzt.

Beschreibung des Sendezweigs

Der ADALM Pluto (1) sendet direkt auf 2,4 GHz im QO100-Uplink. Mein Exemplar hat eine Ausgangsleistung von 2 dBm, die einer Leistung von 1,6 mW entsprechen und mit dem 20-dB-Vorverstärker CN 0417 (3) auf 160 mW verstärkt werden. Diese Leistung wird durch ein 3-dB-Dämpfungsglied (2), das sich direkt am Ausgang des ADALM Pluto befindet, auf 80 mW reduziert, da die SG-Lab-PA V3 mit maximal 100 mW angesteuert werden soll und bereits mit 40 mW (16 dBm) die volle Ausgangsleistung von 20 Watt (43 dBm) bringt. Die PA wird via HF-Vox angesteuert.

Als Treiberstufe kann auch jeder andere geeignete 2,4-GHz-Vorverstärker – eine Verstärkung von 13 dB würde in meinem Fall bereits genügen – eingesetzt werden, wenn dieser die benötigte Steuerleistung für die verwendete PA erzeugen kann. Der CN 0417 hat aber den charmanten Vorteil, dass dieser über ein integriertes Filter zur Oberwellenunterdrückung verfügt. Der Ausgang des CN 0417 ist über ein kurzes Semiridgidkabel direkt mit dem Eingang der SG-Lab PA (4) verbunden. Der Ausgang der PA war direkt mit der TX-Ausgangsbuchse verbunden. Hier wurde nachträglich zum Schutz der Endstufe ein Isolator eingefügt, der inzwischen in das TRX-Gehäuse integriert wurde. An diesen wird über ein 2 m langes HighFlex7-Kabel der 2,4 GHz-Patch der POTY-Antenne angeschlossen. Die erzeugte Strahlungsleistung ergibt sich aus der Sendeleistung am POTY-Patch multipliziert mit dem Antennengewinn der Sendeantenne. Anstelle der POTY-Antenne (siehe Bild 12) kann auch jedes andere geeignete Erregersystem, wie z.B. Helixantennen oder Dosenstrahler, verwendet werden. Allerdings muss man bei einem linearen Erregersystem beachten, dass 3 dB der Strahlungsleistung gegenüber der zirkularen Anregung fehlen.

Beschreibung des Empfangszweigs

Mit einem Standard-SAT-LNB – hier ein Diavolo von MEGASAT, das gleichermaßen als Down-Converter funktioniert – werden die Signale vom QO100 auf ca. 10,5 GHz empfangen und auf ca. 739,5 MHz umgesetzt. Hierzu wird der LNB über ein übliches 75-Ohm-SAT-Kabel – hier ca. 2 m lang – an den RX-Eingang des QO100-Eigenbau-Transceivers angeschlossen.

Der RX-Eingang ist der Eingang des SAT-Abzweigers SAB 1-16 (5). Das Empfangssignal wird mit 16 dB Dämpfung ausgekoppelt und an den RX-Eingang des ADALM Pluto weitergeleitet. Über den DC-Pfad des SAT-Abzweigers werden 12 VDC zur Versorgung des LNB eingespeist. Es kann auch ein SAB 1-20 mit 20 dB Dämpfung oder eine übliche DC-Einspeiseweiche (Bias-T) ohne Dämpfung verwendet werden. Die Dämpfung soll den hohen Ausgangspegel des LNB begrenzen, damit der ADALM Pluto nicht übersteuert wird. Aber es funktioniert auch ohne Dämpfung.

Der SAT-Abzweiger SAB 1-16 (5) wurde inzwischen durch einen Combiner GOOBAY 67054 ersetzt. Der Signal-/Rauschabstand konnte durch die Bandbegrenzung auf 860 MHz deutlich verbessert werden.

Beschreibung der Stromversorgung

Der QO100-Eigenbau-Transceiver wurde für den Gleich- und Wechselspannungsbetrieb konzipiert. Über einen externen AC/DC-oder AC/AC-Converter kann er auch an 230 VAC betrieben werden. Die Versorgungsspannung von ca. 13,5 VDC/VAC gelangt direkt von den Anschlussklemmen über einen Brückengleichrichter (7) an die DC/DC-Converter (8 und 9). Der Brückengleichrichter dient zugleich als Verpolungsschutz. Dies hat aber den Nachteil, dass ca. 1,4 Volt der extern zugeführten Versorgungsspannung am Brückengleichter verloren gehen.

Der DC/DC-Down-Converter (8) erzeugt die 5-VDC-Versorgungsspannung für den SDR ADALM Pluto (1) und den Vorverstärker CN417 (3).

Der DC/DC-Up-Converter erzeugt die 24/28-VDC-Versorgungsspannung für die SG-Lab PA Version 3 (4).

Die Versorgungsspannungen 5 VDC, 12 VDC und 24/28 VDC wurden jeweils mit entsprechenden TVS-Dioden versehen, um die Elektronikkomponenten gegen unerwünschte Transienten zu schützen.

Bild 9: Blockdiagramm des QO100-Transceivers inklusive Antennen und PC

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Meine Stationskonfiguration für den portablen Betrieb via QO100

Im November 2020 habe ich die Stationskonfiguration für den portablen Betrieb via QO100 getestet. Die zentrale Sende-und Empfangseinrichtung ist der zuvor beschriebene DL6YCL QO100-Transceiver mit einer 20-Watt-PA.

Empfangszweig:

Empfangsseitig benutze ich einen 60-cm-Offset-Parabolreflektor, der simultan für den TV-Empfang via ASTRA-Satellit benutzt werden kann (siehe hierzu auch Bild 1). Der LNB für QO100 (ca. 26° Ost) befindet sich im Zentrum des Parabolreflektors und der ASTRA-LNB (19,2° Ost) entsprechend daneben. Der ASTRA-LNB verfügt über eine optische Ausrichtungshilfe via LED mit der der Parabolreflektor auf den ASTRA-Satelliten ausgerichtet werden kann. Bei bestmöglicher ASTRA-Ausrichtung ist der QO100-LNB automatisch optimal auf den QO100-Satelliten ausgerichtet. Nun muss nur noch der QO100-LNB mit dem QO100-Transceiver verbunden werden, der hinter dem 60-cm-Parabolreflektor befestigt wird, und die Portabelstation ist empfangsbereit (siehe Bild 10).

Bild 10: DL6YCL-QO100-Tansceiver im Portabelbetrieb

Sendezweig:

Sendeseitig benutze ich einen 35-cm-Offset-Parabolreflektor (siehe Bild 10 und 11), der aktuell mit einer POTY-Antenne – hier kann auch jeder andere geeignete Erreger für 2400 MHz verwendet werden – ohne LNB ausgestattet ist. Der 35-cm-Sendereflektor wird oberhalb des 60-cm-Parabolreflektors auf dem Stativ befestigt und parallel zu diesem ausgerichtet. Nun muss nur noch die POTY-Antenne mit dem TX-Ausgang des QO100-Transceivers verbunden werden und die Portabelstation ist sendebereit.

Das Stativ mit den beiden Parabolreflektoren der Portabelstation zeigt Bild 11. Die Stromversorgung 230 VAC (mit AC/DC-Downconverter) oder 12 VDC direkt anschliessen, Labtop via LAN-Kabel mit dem LAN-Eingang des QO100-Transceivers verbinden und schon kann nach dem Start der SDR-Console-Software der QSO-Betrieb via QO100 an jedem beliebigen Ort beginnen, der eine freie Radiosicht zum Satelliten hat.

Bild 11: Stativ mit der Konfiguration für den Portabelbetrieb via QO100

Hinweis: Diese Stationskonfiguration ist eine von vielen möglichen Varianten. Man kann z. B. auch auf den simultanen TV-Empfang via ASTRA-Satellit verzichten. In diesem Fall wird der 60-cm-Parabolreflektor mit einer POTY-Antenne inklusive LNB (siehe hierzu auch Bild 5) ausgestattet und der 35-cm-Parabolreflektor bzw. die separate Sendeantenne kann entfallen. Mit einem 60-cm-Parabolreflektor kann man alle Stationen hören, die z. B. auch auf dem Web-SDR des BATC – ausgestattet mit 1,2-m-Parabolreflektor – zu hören sind.

Kurzer Erfahrungsbericht zur Inbetriebnahme

Die überschlägige Kalkulation der Leistungsbilanz – ca. 10 dB weniger Antennengewinn (35-cm- statt 95-cm-Parabolreflektor) auf der Sendeseite wird durch ca. 10 dB höhere Sendeleistung (Austausch der China-PA mit ca. 2 Watt gegen die SG-Lab-PA mit 20 Watt) kompensiert, hat sich bestätigt.

Ohne die Überprüfung der exakten Ausrichtung der Sendeantenne konnte mit ca. 15 Watt an der POTY-Antenne am QO100-Transponder ein Signal erzeugt werden, dass ca. 2 dB stärker als die CW-Baken war.

Empfangsseitig wurde zuerst ein Rocket-LNB von Venton verwendet. Zunächst war nichts vom QO100-Transponder zu hören. Daraufhin wurde die ZF in der SDR-Console in 100-kHz-Schritten angepasst, bis irgendwann die untere CW-Bake auf einer “krummen” Frequenz empfangen wurde. Anhand dieser Frequenz wurde die erforderliche ZF für das Rocket-LNB ermittelt und in die SDR-Console eingegeben. Diese ZF war im Vergleich zum Diavolo-LNB ca. 500 kHz tiefer.

Nun sollte das Rocket-LNB via SDR-Console mit der PSK-Bake synchronisiert werden, aber es ließ sich leider nicht disziplinieren. Es “eierte” weiterhin frequenzmäßig durch die “Gegend”, worauf die CW-Baken mit einem fürchterlichen Gejaule reagierten. Offensichtlich war das LNB noch mit einem DRO ausgestattet. Das Rocket-LNB wurde daraufhin umgehend einer umweltgerechten Entsorgung zugeführt. Mit einem Diavolo-LNB von MEGASAT funktioniert die Synchronisierung via PSK-Bake und somit der Empfang des QO100-Transponders einwandfrei.

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Meine Eigenbau POTY-Antennen

Im OV I13 Varel wurden von mehreren OM POTY-Antennen aus 1-mm-Messingblech gefertigt. Die Abmessungen wurden dem Internet entnommen. Am Speisepunkt wurden SMA-Flanschbuchsen verwendet. Alle Selbstbau-POTY-Antennen zeigten annähernd das gleiche Verhalten:

Etwas zu hoch in der Arbeitsfrequenz, kapazitives und leicht hochohmiges Verhalten der Eingangsimpedanz. Dies konnte durch leichtes Vergrößern des Patches und durch eine Veränderung des Speisepunktes abgestellt werden. Die aktuell verwendete POTY-Antenne bei DL6YCL ist im Bild 12 zu sehen. Von dem MEGASAT-LNB wurde lediglich die Plastikkappe entfernt, eine passende Muffe für das 22-mm-Kupferohr der POTY-Anntenne in das LNB eingesetzt und mit einer Heißklebepistole vergossen. Zur mechanischen Befestigung wurde vorher eine Mutter an die Muffe gelötet. Als provisorischer, aber sehr effektiver Wetterschutz wurde einige Zeit ein 3-Liter-Gefrierbeutel benutzt, der mittlerweile durch ein geeignetes “HF-durchlässiges” Gehäuse ersetzt wurde.

Hinweis: Die Eignung von Kunststoffabdeckungen für 2.4 GHz kann man sehr gut mit einer Mikrowelle feststellen. Erwärmt sich ein Material, so ist es nicht bzw. weniger gut als Abdeckung geeignet. Auf 10.5 GHz muss man die Veränderung des Empfangspegels der CW-Bake beobachten, denn ein Material, dass auf 2.4 GHz geeignet ist, muss nicht zwangsläufig auch für 10.5 GHz geeignet sein.

Bei dickeren HF-Kabeln oder bei Verwendung einer N-Flanschbuchse ist es sinnvoll, für den Reflektor 2 mm dickes Messingblech zu verwenden.

Der Impedanzverlauf und die s11 Rückflußdämpfung/SWR der aktuellen POTY-Antenne sind im Bild 13: POTY-Antenne_new zu sehen.

Bild 12: Poty-Antenne_new mit Megasat Diavolo LNB und Teflonlinse

Informationen zum Eigenbau von POTY-Antennen

Eine POTY-Antenne ist bekanntermaßen eine Dual-Band-Antenne, die aus einer zirkular polarisierten Patch-Antenne auf 2400 MHz und einem in deren Zentrum integrierten Rundhohlleiter für 10500 MHz besteht. Der 10500 MHz-Hohleiter ist fertig, aber die Patch-Antenne muss noch sehr sorgfältig gefertigt werden.

Grundprinzip einer Patch-Antenne

Eine Patch-Antenne besteht einem metallenen Reflektor und dem ebenfalls metallenen frequenzbestimmenden Patch-Element. Die Größe des Patch-Elements wird erstens durch die Arbeitsfrequenz und zweitens durch das effektive er (epsilon r) des Materials bestimmt, das sich zwischen dem Patch und dem Reflektor befindet. Bei der POTY-Antenne ist das Luft mit dem er =1. Patch-Antennen aus PCB sind in ihren Dimensionen kleiner, weil das er oberhalb von 1 liegt (z.B. TEFLON er = 2,1).

Hinweis: Das wirksame oder effektive er eines Trägermaterials ist nur dann mit der Materialkonstante er identisch, wenn beide Metallflächen gleiche Abmessungen und einen konstanten Abstand voneinander haben. Dies ist bei einer Patch-Antenne und somit auch bei der POTY-Antenne nicht der Fall. Das aktuelle effektive er ergibt sich also aus den Geometrien der Flächen, den Abständen und den Materialdicken. Jegliche Veränderung von Abmessungen, Abständen und Materialdicken hätte eine Verstimmung der POTY-Antenne zur Folge.

Dies bedeutet, dass bei einem POTY-Bausatz und bei seiner Montage folgendes beachtet bzw. unbedingt eingehalten werden muss:

1. Die vorgegebenen Maße und Materialstärken der Einzelteile dürfen nicht verändert werden. Die Platten sind exakt parallel zueinander und rechtwinklig zum Hohlleiter (22-mm-Kupferrohr) zu verlöten. Hier ist der Abstand 3,0 mm zwischen dem Patch und dem Reflektor unbedingt einzuhalten! Der Speisepunkt muss ebenfalls exakt eingehalten werden.

2. Das elektrisch leitende Metall – die Auswahl ist sekundär (Kupfer oder Messing) – muss gut lötbar sein. Es ist jeweils eine saubere und durchgehende Lötnaht erforderlich. Es darf kein Lötzinn zwischen Patch und Reflektor laufen!

3. Aus HF-technischer Sicht ist es vorteilhaft, die Flanschbuchse für die Speisung mit dem Reflektor zu verlöten. Sollten Schrauben verwendet werden, so dürfen diese nicht in den Raum zwischen Patch und Reflektor hineinragen, d. h. diese müssen unbedingt plan mit der Reflektorinnenfläche abschliessen!

Mittlerweile habe ich mehrere Poty-Antennen zusammengelötet und anfänglich zeigten nicht alle aus unterschiedlichen Gründen das gewünschte Ergebnis. Bei der Mechanik haben mich Dieter, DK2AM, Thomas, DL5BCA und mein Namensvetter Günter M. hilfreich unterstützt. Für den optimalen Abgleich von Poty-Antennen – eine rechteckige zirkular polarisierte Patch-Antenne – benötigt man unbedingt einen VNA. Die ersten Poty-Antennen habe ich mit der Unterstützung von Udo, DO6UJ und Gerd, DG5BCR abgeglichen. An dieser Stelle möchte ich mich noch einmal bei allen OM für ihren “HAM-Spirit” recht herzlich bedanken. Da ich inzwischen über einen Nano VNA V2 verfüge, der bis 3 GHz messen kann, habe ich meine Poty-Antennen noch einmal optimiert.

Was vielen OM noch nicht bekannt ist bzw. bisher nicht bekannt war: Die Poty-Antenne ist ein Sonderfall unter den Amateurfunk-Antennen. Es handelt sich um eine rechteckige zirkular polarisierte Patch-Antenne, die simultan in zwei Moden angeregt wird. Die Bilder 13 “Poty-Antenne_old” und Bild 14 “Poty-Antenne_new” zeigen deutlich, dass ein optimaler Abgleich nach üblichen Amateurmethoden – mit einem SWR-Meter auf bestes VSWR abgleichen – nicht immer angebracht ist bzw. in vielen Fällen nicht zum gewünschten Ergebnis führt, wenn tiefergehende Informationen über das Verhalten dieser Patch-Antenne nicht bekannt sind.

Der Impedanzverlauf von rechteckigen Patch-Antennen, die im TM01- und TM10-Mode angeregt werden, hat meistens eine “Impedanzschlaufe” (siehe Smith-Diagramm, links in Bild 13 und Bild 14) oder mindestens einen starken Einzug im Bereich der Arbeitsfrequenz. Deren Grösse und Lage wird durch die Patch-Geometrie und durch die Lage des Speisepunktes bestimmt.

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Hinweise zum Abgleichvorgang mit VNA

Die Arbeitsfrequenz einer Patch-Antenne liegt immer oben auf der “Impedanzschlaufe” exakt in Opposition zum Kreuzungspunkt. Bei dieser Arbeitsfrequenz hat die POTY-Antenne eine reine Zirkularpolarisation – also bestes Axialratio – und die höchste Polarisationsentkopplung zwischen RHCP/LHCP.

Auf diese Arbeitsfrequenz (siehe roten Punkt in Bild 13 und Bild 14) muss die gewünschte Betriebsfrequenz der POTY-Antenne abgeglichen werden:

1. VNA kalibrieren, POTY-Antenne anschliessen und die gewünschte Betriebsfrequenz am VNA einstellen (Empfehlung 2400,25 MHz NB-Transponder (SSB etc.) oder 2406 MHz für den WB-Transponder (DATV)).

2. Sollte sich die Betriebsfrequenz (roter Punkt) nicht exakt gegenüber dem Kreuzungspunkt der Impedanzschlaufe befinden, so ein Abgleich der POTY-Antenne durchzuführen bis sich dieser dort befindet.

Hinweis: Der Abgleichvorgang einer Poty-Antenne erfolgt durch wechselseitiges leichtes anheben oder niederdrücken der Patch-Ecken. Man benötigt ein wenig Geduld, bis man erkennen kann, welches Verbiegen welche Veränderung zur Folge hat. Wer mit einem VNA abgleicht, sollte stets unter Beachtung der unten stehenden Hinweise darauf achten, dass sich bei der erreichbaren Anpassung eine möglichst kleine “Impedanzschlaufe” einstellt.

Die Form des S11-Verlaufs wird durch die Lage der Impedanzschlaufe im Smith-Diagramm vorgegeben. Denn der S11-Verlauf ist nur eine andere indirekte Art der Impedanzdarstellung. Zeigt die Schlaufe mit der Arbeitsfrequenz (roter Punkt) zum Zentrum des Smith-Diagramms, so ist die maximal mögliche S11-Anpassung erreicht. Im Fall der optimalen Anpassung liegt dieser dann im Zentrum des Smith-Diagramm. Zeigt die Arbeitsfrequenz (roter Punkt) der Impedanzschlaufe nicht zum Zentrum des Smith-Diagramms, so ist je nach Lage der Impedanzschlaufe ein mehr oder weniger ausgeprägter W-förmiger S11-Verlauf zu erkennen. Dies bedeutet, dass die Arbeits-/Betriebsfrequenz im Bereich der schlechtesten Anpassung liegt, aber dennoch akzeptabel ist. Bei einem Abgleich mit einem SWR-Meter würde man nicht auf die Arbeitsfrequenz abgleichen, sondern zwangsläufig auf eines der beiden Minima oberhalb oder unterhalb der Arbeitsfrequenz abgleichen. Man hätte dann zwar die optimale Leistungs-Anpassung, aber eine suboptimale Zirkularpolarisation, die zu größeren Verlusten führen könnte.

Das angestrebte Ziel sollte aber sein, den Anstieg in der Mitte zwischen den beiden Minima möglichst flach zu halten (maximal erreichbarer S11-Wert) oder ganz zu beseitigen. Bei optimaler Anpassung und Abstimmung erhält man einen symmetrischen V-förmigen S11-Verlauf, der im Zentrum nicht spitz, sondern abgeflacht bzw. rund ist und deshalb eher einem “U-Verlauf” gleichkommt. Ein Beispiel für einen perfekten Abgleich einer Poty-Antenne zeigen die Messkurven von Matthias, DD1US (siehe hierzu bei https://amsat-dl.org/wie-wird-die-antarktis-auf-qo-100-qrv/ unter POTY nach).

Eine gravierende Veränderung der Eingangsimpedanz ist durch eine Verschiebung des Speisepunktes möglich. Ein Verschieben auf der Y-Achse beeinflusst überwiegend den Realteil der Eingangsimpedanz. Zum Zentrum hin reduziert sich der Widerstand und zum Rand hin erhöht sich der Widerstand. Ein Verschieben auf der X-Achse beeinflusst überwiegend den Imaginärteil (Blindwiderstand) der Eingangsimpedanz.

Hinweis: Eine rechteckige zirkular polarisierte Patch-Antenne – in diesem Fall unsere Poty-Antenne – ist nur dann optimal abgeglichen, wenn erstens die gewünschte Betriebsfrequenz exakt gegenüber dem Kreuzungspunkt in der “Impedanzschlaufe” liegt (siehe roten Punkt (Marker) im Smith-Diagramm) und zweitens der rote Punkt exakt im Zentrum des Smith-Diagramms liegt. Nur in diesem Fall ist die Polarisation exakt zirkular und der Punkt der besten Anpassung (siehe grünen Punkt 0 (Marker) im S11- und VSWR-Verlauf) ist erreicht.

Diese Übereinstimmung, dass sich die Betriebsfrequenz abgleichen lässt (beste Zirkularpolarisation) und der rote Punkt sich dann auch noch im Zentrum des Smith-Diagramms (bester S11-Wert) befindet, ist sehr selten zu erreichen. Das Bestreben sollte deshalb darin bestehen, die POTY-Antenne zunächst zirkular optimal abzugleichen und dabei den roten Punkt auf der Schlaufe möglichst nahe an das Zentrum bringen. Wenn dies gelingt, ist der S11-Wert meistens besser als 20 dB!

Die zirkulare Bandbreite einer Patch-Antenne ist geringer als die Anpassungsbandbreite. Die Zirkularpolarisation wird unterhalb und oberhalb der Arbeitsfrequenz (roter Punkt) immer elliptischer und geht im Extremfall in eine lineare Polarisation über.

Eine Helixantenne mit 3 Windungen (-10-dB-Öffnungswinkel ca. 105°) und eine Poty-Antenne (-10-dB-Öffnungswinkel ca. 110°) sind bei ordnungsgemäßer Funktion und Fokussierung vergleichbare zirkular polarisierte Erregersysteme. Offset-Parabolreflektoren mit einem mittleren f/D von ca. 0,66 haben einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 70°. Hier ist die Überstrahlung durch die Poty-Antenne etwas größer. Wenn eine Differenz anhand der Transpondersignalpegel überhaupt feststellbar ist, dann könnte die Helixantenne geringfügig besser sein. Primefokus-Parabolreflektoren haben gewöhnlich ein f/D von < 0.5, also einen -10-dB-Öffnungswinkel > 106°. Hier wird die Poty-Antenne (ca. 110°) den Reflektor etwas besser ausleuchten, als eine 3-Wdg-Helixantenne (ca. 105°).

Im Beispiel in Bild 14 könnte man eine ca. 10 dB höhere Rückflussdämpfung (S11) abgleichen, diese liegt dann aber bereits ca. 11 MHz unterhalb der Arbeitsfrequenz. Diese scheinbare Verbesserung – jetzt gelangen statt ca. 99,9 % stattliche ca. 99,99% der Sendeleistung in die Poty-Antenne – würde aber zu einer Reduzierung der zirkuarpolarisierten Strahlungsleistung führen, die wesentlich höher ist und im ein- bis zweistelligen Prozentbereich liegen könnte.

Fazit: Also die gewünschte Arbeitsfrequenz einer Poty-Antenne immer auf den “roten Punkt” (siehe Bilder 13 und 14) in der “Impedanzschlaufe” abgleichen!

Bild 13: POTY-Antenne_old

Bild 14: POTY-Antenne_new

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Antennengewinn, Leistungsdichte und Freiraumdämpfung

Antennenwirkfläche

Die Antennenwirkfläche Aoder effektive Antennenfläche ist eine Kenngröße von Empfangsantennen. Die Antennenwirkfläche verhält sich proportional zum Antennengewinn G und quadratisch proportional zur Wellenlänge.

AW[m2] = Lambda2 * G / 4 * PI

Dies bedeutet zum Beispiel, dass die Antennenwirkfläche Aeines Dipols mit dem Gewinn 1,64 im Kurzwellenbereich wesentlich größer ist als in den UHF- und VHF-Bändern.

Beispiel: Ein Kurzwellen-Dipol im 80-m-Band auf 3,6 MHz mit Lambda = 83,33 m hat eine Antennenwirkfläche Avon ca. 10,875 m2. Ein Dipol im 2-m-Band auf 145 MHz und Lambda = 2,07 m hat eine Antennenwirkfläche Avon ca. 0,559 m2. Die Antennenwirkfläche im Kurzwellenbereich ist ca. 19,45 mal größer als im 2-m-Band!

Dies erklärt erstens, dass bei annähernd gleicher Empfängerempfindlichkeit im Kurzwellenbereich aufgrund der höheren Empfangspegel bereits mit einem Draht kürzer Lambda gute Empfangsergebnisse erreicht werden können und zweitens, dass der spezifizierte Empfangs-Pegel für den S9-Wert bis 30 MHz mit – 73 dBm um 20 dB höher ist, als der oberhalb von 30 MHz mit – 93 dBm.

Gewinn und Öffnungswinkel von Antennen 

Der Gewinn einer Antenne bezieht sich auf einen theoretisch idealen Punktstrahler, der seine Energie gleichmäßig (isotrop) in Form einer Kugel in alle Richtungen abstrahlt. Die gedachten Flächenelemente des isotropen Strahlers mit gleicher Leistungsdichte S bilden eine Kugeloberfläche. Er wird deshalb auch als Kugelstrahler bezeichnet (siehe hierzu Bild 1).

Die Kugeloberfläche A berechnet sich nach der folgenden Formel: A = 4 x PI x r2  (A = Fläche in m2, r = Kugelradius in m)

Der gedachte isotrope Strahler hat keinen Gewinn, also den Wert 1 oder 0 dBi. Jede Form der Strahlungsbündelung, die durch ein beliebiges Antennengebilde erzeugt wird, führt zu einer Erhöhung der Leistungsdichte, also zu einem Antennengewinn gegenüber dem isotropen “Kugelstrahler”.

Bild 1: Darstellung der Leistungsdispersion beim isotropen Kugelstrahler

In einem Meter Entfernung beträgt die Kugeloberfläche A = 4*PI*12 = 12,566 m2. Diese wird in Bild 1 durch das Flächenelement A1 repräsentiert. In 2 m Entfernung ist  die Kugeloberfläche A = 4*PI*22 = 4*PI*4 = 50,265 m2. Die Kugeloberfläche A ist bei doppelter Entfernung also 4 mal größer und folgerichtig auch das Flächenelement A2 = 4 *A1.

Die von der isotropen Sende-Antenne abgestrahlte Leistungsdichte S verteilt sich nun auf der vierfachen Fläche A2. Diese beträgt also nur noch ein Viertel vom Ausgangswert des Flächenelements A1. Diese “Verdünnung” der Leistungsdichte wird auch als Leistungsdispersion bezeichnet und ist vergleichbar mit der Wirkung einer Dämpfung. Man spricht in diesem Fall deshalb auch von der entfernungsabhängigen Freiraumdämpfung. Bei einer Verdopplung der Entfernung nimmt die Leistungsdichte S um 6 dB ab. Man benötigt für den gleichen S-Meterpegel bei der doppelten Entfernung also die vierfache Leistung.

Einfache Ermittlung des Antennengewinns

Beim isotropen Punktstrahler wird die Strahlungsleistung gleichförmig (isotrop) in alle Richtungen abgetrahlt, also 360° horizontal x 180° vertikal. Wenn man nun die gleiche Strahlungsleistung auf ein kleineres Flächenelement, wie zum Beispiel 60° x 60° konzentriert, hat die Antenne einen Gewinn von ca. 9,6 dBi. Die Gewinn gegenüber einem isotropen Strahler kann man ermitteln, indem man die beiden Winkel-Produkte ins Verhältnis setzt und anschließend logarithmiert.

G[dBi] = (10 * log (64800 / (3-dB-Öffnungswinkel horizontal * vertikaler Winkel))) – 3 dB

Mit dieser zugeschnittenen Größengleichung lassen sich die Gewinnangaben von Antennen anhand der -3-dB-Öffnungswinkelwerte (Halbwertsbreite) von Antennen-Herstellern hinreichend genau bestimmen bzw. überprüfen. Die 3 dB müssen abgezogen werden, weil es sich bei den Winkelwerten um die Werte der Halbwertsbreite bei – 3 dB handelt. Bei Helix-Antennen mit größer 10 Windungen sollte diese Gleichung nicht benutzt werden. Mit dieser Gleichung kann bei bekannter Keulenbreite auch der maximale Gewinn (100%) von Parabolreflektoren sehr genau berechnet werden, wenn die 3-dB-Halbwertsbreite der Strahlungskeule bekannt ist.

Beispiel: Ein Antennenhersteller hat in seinem Katalog u. a. zwei baugleiche Yagi-Antennen mit gleichem Gewinn, aber mit unterschiedlichen 3-dB-Öffnungswinkeln:

Antenne 1: Gewinn 12,5 dBi, -3-dB-Öffnungswinkel E-Ebene = 43° und H-Ebene = 50°

Antenne 2: Gewinn 12,5 dBi, -3-dB-Öffnungswinkel E-Ebene = 41° und H-Ebene = 46°

Die gleiche Gewinnangabe für beide Antennen ist zunächst ein physikalischer Widerspruch, da beide unterschiedliche -3-dB-Öffnungswinkel haben. Die Antenne 2 müsste aufgrund der stärkeren Bündelung wegen der kleineren Winkelwerte einen höheren Gewinn haben. Dies bestätigt auch die Überprüfung anhand der obigen Gleichung. Für die Antenne 1 ist der ermittelte Gewinn = 11,79 dBi und für die Antenne 2 ist der Gewinn = 12,36 dBi, also ca. 0,6 dB Differenz. Die obige Gleichung unterstellt ideale Antennen mit nur einer Hauptkeule ohne jegliche Nebenzipfel, d. h. diese ermittelten Gewinnwerte sind erwartungsgemäß in Regel höher oder mindestens gleich mit den gemessenen Gewinnwerten. Der berechnete Gewinn der Antenne 2 kommt der Gewinnangabe des Herstellers sehr nahe. Bei der zu hohen Gewinnangabe der Antenne 1 scheint es sich offensichtlich um einen Druckfehler im Katalog des Antennenherstellers zu handeln. 

Fazit: Sollte die obige Gewinnformel um ca. 0,6 dB zu niedrige Gewinnwerte ermitteln, – wovon eigentlich nicht auszugehen ist – dann hätte die Antenne 2 einen um ca. 0,6 dB geringeren als den theoretisch möglichen Gewinn gegenüber Antenne 1. Dies könnte erstens durch Verluste im Anpassnetzwerk oder zweitens durch höhere Nebenzipfelanteile verursacht werden. In diesem Fall wäre die Antenne 2 die schlechtere Antenne.

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Minimaler Antennengewinn von geostationären Amateurfunksatelliten

Im Gegensatz zu den kommerziellen TV-Satelliten, die bestimmte Regionen (Hotspots) auf der Erdoberfläche gezielt ausleuchten sollen, möchte man mit den geostationären Amateurfunksatelliten den maximal erreichbaren Bereich auf der Erdoberfläche ausleuchten. Hierbei ist erstens zu beachten, dass der 3-dB-Öffnungswinkel der Sende- und Empfangsantennen nicht zu groß ist und dadurch zuviel Energie an der Erdkugel vorbei gestrahlt wird – dies wäre bei zu kleinem Antennengewinn der Fall – und zweitens zu beachten, dass der 3-dB-Öffnungswinkel nicht zu klein ist und dadurch nur ein Teil des maximal möglichen Bereichs auf der Erdoberfläche ausgeleuchtet wird. Dies wäre bei zu hohem Antennengewinn der Fall.

Der 3-dB-Öffnungwinkel wird mit 2 * Winkel Alpha durch die Satelliten-Umlaufbahn in 36000 km Höhe und den mittleren Erdradius mit 6370 km vorgegeben. Die folgende nicht maßstabsgetreue Abbildung verdeutlicht diese Situation.

Abbildung: Nicht maßstabsgetreue Darstellung der Ausleuchtungssituation

Der optimale 3-dB-Öffungswinkel der Satellitenantennen kann nach der folgenden Gleichung ermittelt werden:

3-dB-Öffnungswinkel [grd] = 2 * arctan (Erdradius [km] / (Umlaufhöhe [km] + Erdradius [km]))

Es ergibt sich ein optimaler 3-dB-Öffnungswinkel von ca. 17,1°, der einen Antennengewinn von ca. 20,5 dBi zur Folge hätte. Es ist inklusive einer kleinen Systemreserve hinreichend genau, wenn man in einer überschlägigen Linkbudget-Kalkulation von 20 dBi Antennengewinn ausgeht. In der Realität wird der Antennengewinn etwas höher sein und für diese Apllikationen maximal bei ca. 25 dBi liegen.   

Strahlungsleistung PEIRP

Für die Leistungsdichte- und die Feldstärken-Berechnung wird die von der Sendeantenne abgestrahlte Leistung PEIRP benötigt. Diese Equivalent Isotrop Radiated Power ist die Strahlungsleistung, die durch den Antennengewinn gegenüber einem isotropen Strahler aus der Sender-Leistung erzeugt und abgestrahlt wird. Es wird ein Antennen-Wirkungsgrad von 100 % unterstellt.

Strahlungsleistung PEIRP [W] = PTX * Antennengewinnfaktor GF

Hinweis: Ein isotroper Strahler müsste mit einer Leistung PTX = PEIRP beaufschlagt werden, um die gleiche Strahlungsleistung bzw. Leistungsdichte zu erreichen!

Der Antennengewinnfaktor GF wird aus dem Antenngewinn GdBi ermittelt: G = 10(GdBi / 10 )

Beispiel: Ein QO100-Uplink mit einem 80-cm-Offset-Parabolreflektor (Wirkungsgrad 50%) und 4 Watt am Erregersystem (POTY, Helix etc.). Laut der Gewinnkurve für 50 % ergibt sich ein Gewinn von 23 dBi entsprechend GF = 200.

Die Strahlungsleistung PEIRP beträgt für diese Konfiguration nach obiger Formel 200 x 4 W = 800 Watt. Mit dieser Sendeleistung PTX = 800 Wattmüsste ein isotroper Strahler beaufschlagt werden, um die gleiche Strahlungsleistung bzw. Leistungsdichte wie der 80-cm-Parabolreflektor mit 4 Watt zu erreichen.

Der Lösungsweg mit dem Antennengewinnfaktor GF ist nicht erforderlich, wenn z. B. die Sendeleistung PTX in dBm vorliegt. In diesem Fall werden der Antennengewinn GdBi = 23 dBi und die Sendeleistung PTX = 36 dBm (4 Watt) einfach addiert. Das Ergebnis mit 59 dBm entspricht ebenfalls einer Strahlungsleistung PEIRP von 800 Watt.

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Leistungsdichte und die elektromagnetischen Feldstärken

Die flächenbezogene Leistungsdichte S (Poyntingvektor) eines elektromagnetischen Feldes ergibt sich aus der Vektor-Multiplikation der elektrischen Feldstärke E (E-Vektor mit V/m) mit der magnetischen Feldstärke H (H-Vektor mit A/m).

Leistungsdichte S[W/m2] = E[V/m] x H[A/m]

Der Poyntingvektor S zeigt in die Richtung des elektromagnetischen Feldflusses und bildet nur im Fernfeld ein orthogonales System mit den beiden elektromagnetischen Feldvektoren. Bei einer Frequenz von 2400 MHz befinden wir uns in ca. 50 cm Entfernung schon im Fernfeld.

Die elektromagnetischen Felder sind im Fernfeld über den Feldwellenwiderstand Z0 des freien Raumes miteinander verknüpft und können über diesen miteinander umgerechnet werden (analog zum Ohmschen Gesetz mir R = U/I).

Z0 [Ohm] = Elektrische Feldstärke E / Magnetische Feldstärke H

Entsprechend für die Elektrische Feldstärke E = Z0 x H und magnetische Feldstärke H = E / Z0

Man kann die jeweiligen elektromagnetischen Feldgrößen analog zur altbekannten Leistungsformel (P=U2/R und P= I2 x R) auch aus der Leistungsdichte S ermitteln.

Elektrische Feldstärke in Volt/Meter: E = Wurzel (S * Z0)              [ V/m = Wurzel (VA/m2 x V/A) ]

Magnetische Feldstärke in Ampere/Meter: H = Wurzel (S / Z0)          [ A/m = Wurzel (VA/m2 x A/V) ]

Die Richtung der Feldvektoren kann man anhand der 3-Fingerregel der rechten Hand bestimmen:

Wenn der Zeigefinger in die Richtung der Fortpflanzung der elektromagnetischen Wellenfront (S-Vektor) zeigt, dann zeigt der nach oben gestreckte Daumen die Richtung der magnetischen Feldstärke (H-Vektor) an und der rechtwinklig zum Zeigefinger nach links gestreckte Mittelfinger die elektrischen Feldstärke (E-Vektor) an (siehe hierzu auch Bild 1).

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Bestimmung der elektrischen Feldstärke

Eine von Funkamateuren häufig gestellte Frage, die nicht nur für den QO100-Uplink relevant ist, lautet: Wie hoch ist eigentlich die von mir erzeugte elektrische Feldstärke? Eindeutige Feldverhältnisse gibt es nur im Fernfeld, das bei einer Entfernung von 3*Lambda/PI beginnt. Im 2-m-Band z. B. also nach ca. 2 m Entfernung vor der Antenne. Das Feldstärkemaximum tritt immer im Gewinnmaximum des Antennendiagramms auf.

1. Die Strahlungsleistung PEIRP bezogen auf den isotropen Strahler ergibt sich aus der Sendeleistung PTX multipliziert mit dem Gewinnfaktor GF der Sendeantenne.

2. Die Leistungsdichte S ergibt sich der Strahlungsleistung PEIRP dividiert durch die Kugeloberfläche A (siehe oben).

3. Die elektrische Feldstärke E aus der Wurzel der Leistungsdichte S multipliziert mit dem Feldwellenwiderstand Zermitteln.

Da beim isotropen Kugelstrahler der Gewinn = 1 ist, ergibt sich bei 1 Watt Strahlungsleistung in einem Meter Entfernung eine Feldstärke von 5,47 Volt/m und die folgende zugeschnittene Größengleichung für die Berechnung der elektrischen Feldstärke im Fernfeld:

Feldstärke E[V/m] = (5,47 *Wurzel (PEIRP))/ Entfernung r [m]

Beispiel: Ein OM hat eine Sendeleistung PTX von 5 Watt an einem Parabolreflektor mit 20 dBi Gewinn (Reflektordurchmesser ca. 47 cm @ 70%, ca. 51 cm @ 60% oder maximal ca. 56 cm @ 50% Wirkungsgrad). Es muss zunächst die Strahlungsleistung PEIRP ermittelt werden.

Hierzu den Gewinnfaktor GF vom dBi-Gewinnwert – hier 20 dBi – ermitteln mit G = 10dBi-Wert/10 = 100 und mit 5 Watt multiplizieren, also beträgt die Strahlungsleistung PEIRP  = 500 Watt. Diesen Wert in die obige Gleichung eingesetzt, ergibt in einem Meter Entfernung eine elektrische Feldstärke von ca. 122 V/m! Bei der Halbwertsbreite (- 3dB) sinkt diese um den Faktor 0,707 auf ca. 86 V/m. Diese Feldstärkewerte reduzieren sich in 10 Meter Entfernung bereits auf 12,2 V/m bzw. 8,6 V/m.

Bei einem Parabolreflektor mit einem Gewinn von 30 dBi entsprechend Faktor 1000 ergeben sich bei gleicher Sendeleistung PTX in einem Meter Entfernung für die elektrische Feldstärke 387 V/m bzw. 273 V/m (- 3 dB).

Diagramm: Elektrische Feldstärke E als Funktion der Strahlungsleistung PEIRP

Hinweis: Bei Entfernungen > 1 m ist der abgelesene E-Feldstärkewert durch den Meterwert zu dividieren!

Dieses Diagramm ist universell für alle denkbaren Strahlungsleistungen verwendbar. Wenn man die Leistungswerte im Diagramm mit 10 multipliziert (z. B. 100 W = 1000 W), so sind die abgelesenen Feldstärkewerte mit dem Faktor 3,1622 (Wurzel 10) zu multiplizieren. Bei der Multiplikation mit 100 (z. B. 100 W = 10000 W), so sind die abgelesenen Feldstärkewerte mit dem Faktor 10 (Wurzel 100) zu multiplizieren.

Beispiel: Es soll anhand einer plausiblen Kalkulation die elektrische Feldstärke in 1 m Entfernung in der Strahlungshauptkeule und in der Erregerkeule neben bzw. schräg hinter einem Parabolreflektor ermittelt werden. In dieser Position befindet man sich nicht in der Strahlungshauptkeule des Parabolreflektors, sondern im direkten Strahlungsfeld des Erregersystems. Bei einem optimal designten Erregersystem beträgt die Randbelegung des Parabolreflektors  -10 dB des Maximums.

Viele OM haben einen 85-cm-Offsetparabol-Reflektor mit einem Gewinn von 24 dBi@55 % und eine Sendeleistung PTX von ca. 5 Watt am Erregersystem. Die Strahlungsleistung PEIRP für die Strahlungshauptkeule des Parabolreflektors beträgt in diesem Fall 5 W * 250 = 1250 Watt.

1. Feldstärke-Wert in der Strahlungshauptkeule: Im Diagramm den Wert der elektrischen Feldstärke für 125 Watt – hier ca. 61,5 V/m – ablesen und mit dem Faktor 3,1622 für 1250 Watt multiplizieren. Die elektrische Feldstärke E im Maximum der nach vorn gerichteten Strahlungshauptkeule beträgt in 1 m Entfernung ca. 194 V/m!!!

Achtung: Dies ist mehr als das Dreifache des vorgeschriebenen Personenschutz-Grenzwerts von 61 V/m! Man sollte für diesen Fall in der Strahlungshauptkeule also mindestens ca. 3,20 Meter vom Parabolreflektor entfernt bleiben!!!

2. Feldstärke-Werte in der Erreger-Strahlung: Ein Erregersystem für einen Parabolreflektor hat maximal einen Gewinn von 10 dBi der einem Gewinnfaktor GF = 10 entspricht. Die Erreger-Strahlungsleistung PEIRP beträgt demnach für unser Beispiel maximal 50 Watt. Dies ergibt nach dem Feldstärkediagramm in 1 m Entfernung im Zentrum des Erregersystems eine  elektrische Feldstärke E = 38 V/m!

Fazit: Dieser maximal vorkommende Feldstärkewert von 38 V/m im Strahlungsfeld des Erregersystems liegt bereits weit unterhalb des vorgeschrieben Personenschutz-Grenzwerts von 61 V/m. Eine optimale Randbelegung des Parabolreflektors von -10 dB entspricht dem Gewinnfaktor G= 1 und die Strahlungsleistung PEIRP reduziert sich somit am Reflektorrand für unser Beispiel von 50 Watt auf 5 Watt. Dies ergibt nach dem Feldstärkediagramm in 1 m Entfernung eine minimale elektrische Feldstärke E = 12 V/m!

Hinweis: In der Praxis wird die elektrische Feldstärke im Strahlungsfeld des Erregersystems – also außerhalb der Strahlungshauptkeule – für die oben genannte Konfiguration mit PTX = 5 Watt immer zwischen diesen beiden Feldstärke-Werten liegen. Bei einer optimalen Randbelegung von -10 dB und einer maximal zugelassenen Sendeleistung PTX von 75 Watt – dies könnte z. B. bei DATV der Fall sein – beträgt die Strahlungsleistung PEIRP = 750 Watt im Erregerzentrum und am Reflektorrand maximal 75 Watt. Dies bedeutet in einem Meter Entfernung eine maximale Feldstärke von ca. 48 V/m.

Fazit: Der Personenschutz-Grenzwert von 61 V/m wird hinter dem bzw. seitlich vom Parabolreflektor im Strahlungsbereich des Erregersystems beim ordnungsgemäßen Betrieb und mindestens 1 m Entfernung niemals überschritten!

Das folgende Diagramm zeigt den erforderlichen Mindestabstand im Maximum der Hauptstrahlungskeuele als Funktion der Strahlungsleistung PEIRP.

Diagramm: Minimaler Sicherheitsabstand bei 2400 MHz als Funktion der Strahlungsleistung PEIRP

Die Strahlungsleistung PEIRP = 5000 Watt entspricht zum Beispiel eine Sendeleistung PTX = 5 Watt an einem 1,80 Meter Parabolreflektor mit 50 % Wirkungsgrad. Damit sind alle vorkommenden Strahlungsleistungen auf dem Schmalband-Transponder hinreichend abgedeckt. Für größere Strahlungsleistungen kann die elektrische Feldstärke mit dem vorherigen Diagramm ermittelt werden. Den dazugehörigen Sicherheitsabstand erhält man, indem man den ermittelten Feldstärkewert durch 61 dividiert!

Hinweis: Der minimale Sicherheitsabstand ist der Abstand, bei dem der gesetzlich vorgeschriebene Personenschutz-Grenzwert von 61 V/m eingehalten wird. Man sollte aber den Aufenthalt in der Hauptstrahlungskeule eines Parabolreflektors grundsätzlich vermeiden!

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Freiraumdämpfung und Funkfelddämpfung

Freiraumdämpfung AF

Die Freiraumdämpfung tritt auf der Strecke zwischen einer Sendeantenne – hier die QO100-Bodenstation auf 2400 MHz – und einer Empfangsantenne – hier der QO100-Transponder – auf. Die Freiraumdämpfung ist erstens physikalisch exakt betrachtet aufgrund der Entfernungszunahme eine Leistungsdispersion (siehe hierzu Bild 1), also eine entfernungsabhängige “Dämpfung” und zweitens aufgrund der geringeren Antennenwirkfläche bei einer Frequenzerhöhung eine frequenzabhängige “Dämpfung”. Die Freiraumdämpfung ist durch die Entfernung zwischen dem Sender und dem Empfänger und durch die verwendete Frequenz physikalisch vorgegeben. Die Herleitung der Formel wird auf Wikipedia anhand von zwei isotropen Kugelstrahlern sehr gut dargestellt.

Die Freiraumdämpfung AF wird aus dem Verhältnis PEIRP / PE oder wegen G = 1 aus PTX / PRX ermittelt.

Bild: Zeichnerische Darstellung zur Freiraumdämpfung AF des QO100-Uplink

Für die praktische Anwendung gibt es u. a. die folgenden zugeschnittenen Größengleichungen:

 AF in dB = 32,5 + 20 x log (r [km]) + 20 x log (f [MHz])
AF in dB = 147,5 + 20 x log (r [m]) + 20 x log (f [Hz])

Die Freiraumdämpfung zum QO100 in ca. 36000 km Höhe über dem Äquator und einer mittleren Entfernung von 38500 km für den Benutzer in Deutschland beträgt für den 2400-MHz-Uplink ca. 192 dB !!!

Funkfelddämpfung

Die Funkfelddämpfung bezieht sich auf den Senderausgang und den Empfängereingang. Die Funkfelddämpfung beinhaltet als konstante Dämpfung die Freiraumdämpfung und die Komponenten-Dämpfung (Kabel, Filter, Isolatoren etc.). Die Funkfelddämpfung kann durch höhere Sendeleistung und höhere Antennengewinne auf das erforderliche Maß reduziert werden.

Beispiel: Der QO100-Transponder hat einen Antennengewinn von angenommen 20 dBi. Dann müsste man für ein hörbares SSB-Signal (ca. – 135 dBm) am Empfängereingang des QO100-Transponders mit der Bodenstation einen Strahlungspegel PEIRP von ca. 37 dBm entsprechend 5 Watt erzeugen. Dies entspräche an einem 1-m-Parabolreflektor mit ca. 26 dBi eine Sendeleistung PTX von 11 dBm, also ca. 12,6 Milliwatt. In der Realität wird der Aufwand individuell etwas höher sein, denn es wurden keine Leistungsreserven für atmosphärische Dämpfungen, Wettereinflüsse, Umgebungseinflüsse, Fehlausrichtung etc. berücksichtigt.

– in Bearbeitung, wird fortgesetzt –

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Rauschen und Empfängerempfindlichkeit

Die maximal mögliche Empfängerempfindlichkeit wird durch das externe und interne Rauschen bestimmt. Die erreichbare Empfindlichkeit wird gravierend durch Bandbreite des Empfangskanal bestimmt. Bei einer Bandbreite von einem Hertz ist bei Raumtemperatur theoretisch eine maximale Empfindlichkeit von – 174 dBm oder möglich.

Ermittlung der Rauschleistung PN

Die thermische Rauschleistung PN ergibt sich mit Boltzmann-Konstanten k Bandbreiten- und Temperaturabhängig nach der folgenden Gleichung: 

PN = k x T x B

k = Boltzmann-Konstante 

T = Temperatur in Kelvin, hier

B = Empfängerbandbreite in Hz, hier

– in Bearbeitung, wird fortgesetzt –

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Zirkular polarisierte Patch-Antennen für 2400 MHz

In der Regel werden im Amateurfunk rechteckige bzw. quadratische Patche verwendet. Die zirkulare Polarisation eines rechteckigen Patches erreicht man durch eine Phasenverschiebung von 90° zwischen der horizontalen und vertikalen Komponente. Hier kann es wegen der vertikal und horizontal ausgerichteten Komponente zu Verkopplungen mit der Umgebung kommen, die einen negativen Einfluß auf die Patch-Eigenschaften haben. Eine leichte Verbesserung gibt es, wenn man den Patch von den horizontalen und vertikalen Strukturen der näheren Umgebung entkoppelt. Dies erreicht man, wenn man die Diagonalen des Patches in der horizontalen und vertikalen Achse ausrichtet, d. h. diesen auf die Spitze stellt (siehe hierzu auch Bild 12).

Es gibt unterschiedliche Maßnahmen, um die zirkulare Polarisation bei einem rechteckigen Patch zu erzeugen. Diese sind mehr oder weniger aufwändig.

1. Quadratischer Patch

Variante a.: Patch mit zwei Speisepunkten

Zwei um 90° verschobene Speiseleitungen, z. B. die Ausgänge eines 90°-Hybrid-Kopplers, werden zum Patch geführt. Je nach gewünschter Polarisationsrichtung wird die um 90° verschobene Leitung an die vertikale oder horizontale Kante des Patches und die 0°-Leitung rechtwinklig dazu angeschlossen. Dies ist eine aufwändigere Lösung, hat aber den Vorteil, dass die Zirkularpolarisation über einen großen Frequenzbereich annähernd zirkular bleibt.

Man kann die Zirkularpolarisation auch erreichen, wenn man die beiden Speisepunkte jeweils auf der Diagonalen des Patches anordnet. Auch hier ist eine Phasenverschiebung von 90° zwischen beiden Speisepunkten erforderlich.

Variante b.: Patch mit einem Speisepunkt

Es werden je nach gewünschter Polarisationsrichtung bei einer Diagonale die gegenüberliegenden Ecken abgeschnitten. Dadurch erhält man die Phasenverschiebung -45° und die ungekürzte Diagonale hat +45°, also insgesamt die erforderlichen 90° Phasenverschiebung. Die ideale Zirkularpolarisation hat man nur auf der Betriebsfrequenz. Unterhalb und oberhalb von dieser Frequenz wird die Polarisation immer elliptischer und geht im Extremfall in eine lineare Polarisation über, die eine Leistungseinbuße von -3 dB zur Folge hätte.

2. Rechteckiger Patch mit einem Speisepunkt

Bei dieser Variante sollte die zweite Seite des Patches maximal um 3% kürzer oder länger sein, damit die Zirkularität erhalten bleibt. Wählt man den Längenunterschied zu groß, so erhält man eine linear polarisierte Dual-Frequenz-Patch-Antenne. Eine Frequenz mit horizontaler und eine mit vertikaler Polarisation. Die erforderliche Phasenverschiebung erreicht man durch den Längenunterschied der Patchkanten. Die Speisung erfolgt je nach gewünschter Zirkularpolarisationsrichtung auf einer der beiden Patch-Diagonalen.

Abhängig von der benötigten Bandbreite und Realisierbarkeit entscheidet man sich für eine bestimmte Maßnahme. Im Amateurfunk hat sich überwiegend die Variante 1b quadratischer Patch mit abgeschnittenen Ecken durchgesetzt, weil diese relativ einfach zu realisieren und für die vorgesehenen Anwendungen geeignet ist.

3. Zirkularer Patch

Etwas aufwändiger ist es, wenn man einen runden Patch für die Zirkularpolarisation verwendet. Hier gibt es zwei bewährte Methoden, um die zirkulare Polarisation zu erzeugen. Der Speisepunkt des zirkularen Patches liegt jeweils auf der 180°-Linie.

Variante a: Disk mit 2 Kurzschluss-Pins

Bei dieser Variante werden zwei Kurzschluss-Pins zwischen dem Patch und dem Reflektor gegenüberliegend auf einer Linie und symmetrisch zum Mittelpunkt gesetzt. Wenn man von vorn auf die Antenne schaut, sieht man bei LHCP oben einen Pin bei 315° und unten den zweiten Pin bei 135°. Für RHCP müssen die Winkelwerte entsprechend um +90° verändert werden.

Das Gap bei 270° dient zur Blindwiderstands-Kompensation und Feinabstimmung der runden Patch-Antenne.

Variante b: Disk mit zwei Gaps am Rand

Hier werden gegenüberliegend auf einer Linie zwei Aussparungen am Rand der Patch-Disk eingearbeitet. Wenn man auf die Antenne schaut, sieht man bei LHCP oben ein Gap bei 315° und unten das zweite Gap bei 135°. Für RHCP müssen die Winkelwerte entsprechend um +90° verändert werden.

Das Gap bei 270° dient zur Blindwiderstands-Kompensation und Feinabstimmung der runden Patch-Antenne.

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Meine POTY-Antennen-Sammlung

Die folgenden Bilder zeigen die modifizierten POTY-Antennen mit zirkularem Patch. Diese arbeiten alle nach dem gleichen Prinzip (siehe oben) und sehr zufriedenstellend. Auf ein variables Abstimmelement wurde bewusst verzichtet, weil durch die damit einhergehende Abstandsreduzierung erstens die maximale Sendeleistung der POTY-Antenne begrenzt wird und zweitens die Antenne durch Umwelteinflüsse (Vibration, Schmutz etc.) leichter verstimmt werden könnte.

Dieses Projekt konnte nur deshalb realisiert werden, weil mich unser OVV Dieter, DK2AM bei den mechanischen Arbeiten, wie Bohren, Drehen, Fräsen und Biegen, hilfreich unterstützt hat.

Es wurden diverse alternative Abstimmvarianten (verstellbare Abstimmkapazität, Loch im Patch oder Reflektor, Steg am Reflektor etc.) untersucht, aber das Gap bei 270° hat sich als die praktikable Lösung herausgestellt.

Das folgende Bild 1 zeigt die 2-PIN-POTY-Antenne mit den beiden gelöteten Kurzschluss-Pins. Die beiden Pins stabilisieren zwar den Patch zusätzlich, erschweren aber gleichzeitig den Abgleich der POTY-Antenne durch leichtes Verbiegen des Patches. Auch müssen die Bohrungsmaße der Kurzschluss-Pins sehr exakt sein. Weiterhin ist davon auszugehen, dass im Laufe der Zeit sich die Lötungen durch Witterunseinflüsse (Vibrationen, Korrosion etc.) verändern könnten.

Bild 1: Prototyp der 2-PIN-POTY-Antenne für LHCP von DL6YCL

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2-GAP-POTY-Antenne von DL6YCL

Das folgende Bild 2 zeigt meine 2-GAP-POTY-Antenne mit den beiden Gaps am zirkularen Patch-Rand für LHCP. Diese Lösungsvariante ist mein Favorit, weil erstens im Laufe Zeit keine gravierenden Veränderungen durch Witterungseinflüsse zu erwarten sind und zweitens das Patch-Design je nach Montage sowohl für LHCP als auch RHCP geeignet ist, weil sich der Speisepunkt auf der Symmetrieachse befindet. Diese Variante hat eine höhere Polarisationsentkopplung als die originale POTY-Antenne. Die Herstellung ist wesentlich unkritischer als bei der 2-PIN-Variante. Ohne Abgleich erreichte ich eine “Punktlandung” hinsichtlich der Arbeitsfrequenz und der Rückflussdämpfung/SWR wie die Messkurve in Bild 3 zeigt. Nach dem Abgleich erreichte die Rückflussdämpfung S11 einen Wert von  > 30dB.

Bild 2: Prototyp der 2-GAP-POTY-Antenne für LHCP von DL6YCL

Bild 3: Messkurve des Prototypen der 2-GAP-POTY-Antenne

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Untersuchungen an der 2-GAP-POTY-Antenne

Nach über einem Jahr Betrieb habe ich die 2-GAP-POTY-Antenne aus dem Parabolreflektor entfernt und mit dem VNA nachgemessen. Das Bild 3a zeigt den Impedanzverlauf der 2-GAP-POTY-Antenne ohne Parabolreflektor.

Bild 3a: S11-Messkurve der 2-GAP-POTY-Antenne ohne Parabolreflektor

Der S11-Verlauf ist annähernd gleich geblieben (siehe Bild 3), d. h. die Mechnik bzw. der Abgleich an der Mechanik der 2-GAP-POTY-Antenne hat sich trotz der wetterbedingten Vibrationen nicht verändert. Weiterhin habe ich diese Gelegenheit genutzt, um den Einfluß des Parabolreflektors auf die Eingangsimpedanz der 2-GAP-POTY-Antenne zu untersuchen. Dazu wurde das Antennenkabel vor der Kalibrierung am Verstärkerausgang entfernt und an den VNA angeschlossen. So wurde es mit in die VNA-Kalibrierung einbezogen.

Nach der Kalibrierung wurde am anderen Kabelende die im Parabolreflektor montierte 2-GAP-POTY-Antenne wieder angeschlossen und erneut eine Impedanzmessung durchgeführt. Das Ergebnis dieser Messung zeigt das Bild 3b.

Bild 3b: S11-Messkurve der 2-GAP-POTY-Antenne mit 95-cm-Parabolreflektor

Wie erwartet, erfolgt aufgrund der relativ großen Entfernung zum Parabolreflektor keine Verstimmung der 2-GAP-POTY-Antenne. Aber ein geringer Einfluß des Parabolreflektors auf die Eingangimpedanz ist schon zu erkennen. Der S11-Wert reduziert sich um ca. 3 dB -abzüglich Kabeldämpfung 2 dB – von ca. 28 dB auf ca. 27 dB. Das ist eine hevorragende Anpassung, die sich kaum verändert hat.

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Auswirkungen von mechanischen Veränderungen bei einer POTY-Antenne

In der Zwischenzeit wurden diverse Simulationen an der 2-GAP-POTY-Antenne durchgeführt und das Verhalten der Antennen-Parameter bei mechanischen Modifikationen untersucht. Die 2-GAP-POTY-Antenne hat zwar einen runden Patch, aber die Ergebnisse sind ohne weiteres auf die POTY-Antenne übertragbar, da die absoluten Werte keine Relevanz haben.

Es wurden an einem Referenzmodell mit der Arbeitsfrequenz 2397 MHz aus 1 mm Messingblech und einem 106-mm-Reflektor jeweils die Auswirkungen der Reflektor-Grösse, Reflektor-Dicke und die Patch-Dicke untersucht. Die Ergebnisse werden in den Tabellen A, B und C zusammengefasst.

Einfluss der Reflektorgröße

Die Reflektorgröße hat zunächst wie bei jeder anderen Antenne Auswirkungen auf den Antennengewinn, Anpassung und auf das Vor/Rück-Verhältnis. Der Gewinn steigt proportional zur Reflektorgröße an, die LHCP/RHCP-Polarisationsentkopplung und das V/R-Verhältnis verbessern sich. Wie man anhand der S11-Werte erkennen kann, verändert sich die Impedanz nur geringfügig. Die zunehmende anteilige Aperturblockierung kann vernachlässigt werden. Bei kleinen Parabol-Reflektoren solle man dies untersuchen. Also nur positive Effekte.

Bei Patch-Antennen führt jegliche Veränderung der Geometrien zur Beeinflussung des effektiven er. Eine Vergrößerung des Reflektors hat ein höheres effektives er zur Folge, das eine Veringerung der Arbeitsfrequenz zur Folge hat und bei einer Reflektorverkleinerung umgekehrt. Diese relativ geringen Frequenzabweichungen von wenigen MHz lassen sich durch einen erneuten Abgleich der Arbeitsfrequenz korrigieren.

ReflektorDickeGain-3-dB-WinkelArb. FrequenzS11 Arb. Frequ.LHCP/RHCPV/R-Verhält.Impedanz
mmmmdBicGradMHzdBdBdBOhm
92,01,08,961,82407-40,019,523,749,6
100,01,09,260,62400-44,020,828,650,2
106,01,09,459,72397-39,025,831,451,2
112,01,09,558,82394-33,134,332,852,2
120,01,09,657,72392-36,652,233,951,3

Tabelle A: Einfluss der Reflektor-Größe auf die Antennen-Parameter

Fazit: Geringe Modifikationen am Reflektor verursachen keine relevanten Parameter-Veränderungen! Man muss den Reflektordurchmesser nicht so exakt einhalten und kann auch mal eine Kante abschneiden, sollte aber die Auswirkungen berücksichtigen.

Einfluß der Patch- und Reflektordicke

Eine Modifikation der Reflektordicke verändert die Antennengeometrien nicht gravierend. Die Dickenänderung des Reflektors zeigt nur marginale Veränderungen der Antennen-Parameter (siehe Tabelle B) und eine Frequenzverschiebung erfolgt ebenfalls nicht. Diese Modifikation kann also ohne nachträglichen Abgleich der POTY-Antenne erfolgen. Ganz anders sieht es bei der Patchdicke aus. Das Patchblech ist das frequenzbestimmende Element einer Patch-Antenne. Die Arbeitsfrequenz des Patches wird durch die Abmessungen und das aktuelle effektive er bestimmt.

Durch die Dickenänderung des Patches wird das effektive er erheblich beeinträchtigt. Dies führt zwangsläufig zu der relativ großen Verstimmung der POTY-Antenne.

Refl-DickePatch-DickeGain-3-dB-WinkelArb. FrequenzS11 Arb. Frequ.LHCP/RHCPV/R-Verhält.Impedanz
mmmmdBicGradMHzdBdBdBOhm
1,01,09,459,72397-39,025,831,451,2
1,02,09,459,2237028,124,430,854,0
1,00.59,460,1241536,236,229,248,6
2,01,09,460.62397-40,024,431,451,0

Tabelle B: Einfluss der Patch- und Reflektor-Dicke auf die Antennen-Parameter

Fazit: Bei der Verwendung von dickeren HF-Kabeln ist ein dickerer Reflektor sinnvoll und hilfreich. Die untersuchten Antennen-Parameter werden durch einen dickeren Reflektor nicht gravierend verändert!

Die Patch-Dicke darf nicht verändert werden, da dies zu gravierenden Frequenzänderungen führt! Diese hohen Abweichungen von ca. +/- 20 MHz sind nur durch mechanische Anpassungen zu beseitigen!

Einfluss des Patchabstands

Die Tabelle C zeigt die Auswirkungen, die eine Abweichung vom 3-mm-Patchabstand zur Folge hat. Die Abstandsvariation hat auch hier eine Veränderung des effektiven er zur Folge. Bei größerem Abstand wird das effektive er erhöht und verursacht eine tiefere Arbeitsfrequenz und bei kleinerem Abstand ist dies umgekehrt. Die Parameter LHCP/RHCP-Entkopplung und V/R-Verhältnis werden ebenfalls beeinträchtigt.

Patch-AbstandReflektorGain-3-dB-WinkelArb. FrequenzS11 Arb. Frequ.LHCP/RHCPV/R-Verhält.Impedanz
mmmmdBicGradMHzdBdBdBOhm
2,8106,09,359,92407-40,019,523,748,9
2,9106,09,359,92400-44,020,828,651,0
3,0106,09,459,72397-39,025,831,451,2
3,1106,09,459,02394-33,134,332,854,4
3,2106,09,359,92392-36,652,233,955,6

Tabelle C: Einfluss des Patchabstands auf die Antennen-Parameter

Fazit: Der geforderte 3-mm-Abstand sollte möglichst einghalten werden. Kleinere Abweichungen von +/- 0,1 mm können eventuell mit dem Abgleich der Arbeitsfrequenz kompensiert werden.

Wetterschutz für POTY-Antennen

POTY-Antennen müssen unbedingt mit einem Wetterschutz versehen werden, damit keine Feuchtigkeit (Wasser, Schnee etc.) zwischen dem Patch und dem Reflektor eindringen kann und die Antenne extrem verstimmem würde. Hier dürfen nur HF-taugliche verlustarme Kunststoffe verwendet werden. Dies kann für 2400 MHz mit einer Mikrowelle getestet werden. Wenn sich das Material erwärmt, ist es als Wetterschutz nicht geeignet. Eine probate Interimslösung ist ein Gefrierbeutel mit Zip-Verschluss.

Weiterhin ist darauf zu achten, dass das Wetterschutz-Gehäuse mindestens Lambda/2 vorn vom Patch entfernt ist, damit die Anpassung erhalten bleibt. Ein zusätzlicher Schutz der Bleche mit Schutzlack (Plastik-Spray etc.) ist in einem geschlossenen Wetterschutz-Gehäuse nicht unbedingt erforderlich.

Hinweis: Sollen die Bleche trotzdem mit einem Schutzlack (Coating) versehen werden, sollte dies unbedingt vor dem Abgleich der POTY-Antenne erfolgen, da das Coating eine Verstimmung von mehreren MHz zur Folge haben kann.

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Dualband CAN-Feed für Primärfokus-Parabolreflektoren

Eine weitere Variante der 2-GAP-POTY-Antenne ist das CAN-Feed. Diese Variante ist ebenfalls ein Duoband-Feed, das speziell für tiefere Primärfokus-Parabolreflektoren konzipiert wurde. Der Prototyp des CAN-Feed hat einen Lambda/4-Kragen am Reflektorrand (siehe Bild 4). Dadurch wird im Vergleich zur originalen POTY-Antenne der 10-dB-Öffnungswinkel von ca. 110° auf ca. 140° erweitert. Dies müsste bei tiefen Primärfokus-Reflektoren mit einem f/D <= 0,4 zu einer besseren Ausleuchtung im 13-cm-Uplink führen und sich dann als Leistungsanstieg im Downlinksignal bemerkbar machen.

Das Ergebnis steht im Widerspruch zu den bisherigen Erfahrungen mit anderen Reflektor-Antennensystemen und Lambda/4-Kragen. Aber der signifikante Unterschied zur POTY-Antenne ist sicherlich darin begründet, dass diese im Gegensatz zur POTY-Antenne auch ohne Reflektor funktionieren. Bei diesen kommt es durch die höhere Nebenzipfeldämpfung üblicherweise zu einem geringen Gewinnanstieg in der Hauptkeule, der einen geringeren Öffnungswinkel zur Folge hat.

Das kurze Stück “Rohr/Hohlleiter” wird durch den 2-GAP-Patch offensichtlich als TE11-Wellenleiter angeregt. Dosenstrahler für 2400 MHz arbeiten bei richtiger Dimensionierung als TE11-Wellenleiter und haben ebenfalls einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 140°.

Bild 4: Prototyp des CAN-Feed von DL6YCL

Weitere Untersuchungen ergaben zunächst, dass die Randhöhe in bestimmten Grenzen mehr oder weniger frei gewählt werden kann und dadurch der -10-dB-Öffnungswinkel des CAN-Feeds im Bereich von ca. 110° bis ca. 140° über die Randhöhe variiert werden kann. Dies bedeutet, dass das CAN-Feed für ein bestimmtes f/D-Verhältnis eines tiefen Primärfokusreflektors optimiert werden kann. Die folgende Tabelle 1 zeigt die Veränderung der Kenndaten, wenn man nur die Randhöhe des CAN-Feeds reduziert.

  Randhöhe      [mm] Gewinn   [dBi] Vor-/Rück-  Verhältnis       [dB] -3-dB-Winkel       [Grad] -10-dB-Winkel       [Grad]   RHCP     vs   LHCP   [- dB]    S11     [- dB]
328,445701383430
208,845671282532
169,039651252028
109,129631191523
Ref.:POTY9,329601101717

Tabelle 4-2: Öffnungswinkel des CAN-Feeds als Funktion der Randhöhe

Bei einer Randhöhe oberhalb von Lambda/4 waren nur noch marginale Winkelerweiterungen zu erkennen. Für optimale Ergebnisse müsste die Patch-Geometrie an die jeweilige Randhöhe angepasst werden. Als Referenz wurden die ermittelten Kenndaten einer originalen POTY-Antenne gegenüber gestellt.

Anmerkung: Jürgen, DL8SDQ hat meiner Expertise vertraut und das CAN-Feed nachgebaut. Er betreibt es zur Zeit in seinem 3-m-Parabolreflektor mit f/D =0,29 und ca. 162° Öffnungswinkel und ist aber mit dem aktuellen Ergebnis sehr zufrieden, obwohl das CAN-Feed noch nicht die optimale Lösung für dieses f/D-Verhältnis ist.

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2-Wdg.-CAN-Helix für 2400 MHz

Das Optimieren und der Nachbau des Dualband CAN-Feeds ist sehr zeitintensiv und mechanisch anspruchsvoll. Da tiefere PFR oft nur für den QO100-Uplink genutzt werden, habe ich über einen einfachen Monoband-Erreger für den QO100-Uplink nachgedacht und die aktuelle Lösung ist der CAN-Helix mit 2 Windungen. Die Abmessungen des TE11-Wellenleiters (Dosenstrahler) sind die gleichen wie beim CAN-Feed. Oder anders ausgedrückt: Eine 2 Wdg.-Helix (Design nach W1GHZ mit U/L=1) mit 4 mm Abstand zu einem 0,8 x Lambda-Reflektor wurde mit einem Lambda/4-Rand versehen.

Auch hier wurde die Erweiterung des Öffnungswinkels – in diesem Fall nach den Erfahrungen mit dem CAN-Feed, wie erwartet – festgestellt. Mit diesem Erregersystem lässt sich der -10-dB-Öffnungswinkel bis ca. 131° aufweiten. Ohne Rand hat die 2-Wdg.-Helix einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 118°. Sie leuchtet einen Prime Fokus Reflektor etwas besser als eine POTY-Antenne (110°) aus.

RandhöhemmGaindBic-3-dB-WinkelGrad-10-dB-WinkelGradAxial-RatiodB
31,28,769131<1,2
308,869130<1,2
258,9681271,7
209,1671242,2

Tabelle 4-3: Öffnungswinkel des 2-Wdg.-CAN-Helix (U/L=1) als Funktion der Randhöhe

Nachtrag zur CAN-Helix mit U/L=1:

Von Mike, DB1JAW habe ich den Hinweis bekommen, dass Adam, 9A4QV bereits eine 2-Wdg.-CAN-Helix realisiert habe und auf YouTube vorgestellt hat. Dazu habe ich das folgende Video von 2019 gefunden: https://www.youtube.com/watch?v=cOMRtOM3pTM . Adam hat nur die mechanischen Daten seiner 2-Wdg.-CAN-Helix (LHCP für Parabolreflektoren) verraten. Über die konkrete Anwendung hat er sich leider nicht geäussert. Aber für Offset-Reflektoren ist diese Helix ganz gewiss nicht von Adam konzipiert worden (siehe oben Tabelle 4-3).

2-Wdg.-CAN-Helix für 2400 MHz mit HELIX 2.0

Mit einer 2-Wdg.-Helix 2.0 (U/L=0.80) als CAN-Helix können noch größere Öffnungswinkel erreicht werden, weil das U/L-Verhältnis quadratisch in die Gewinnberechnung nach Kraus eingeht. Bei 10 mm Randhöhe ist noch keine Öffnungswinkel-Erweiterung gegenüber der HELIX 2.0 (U/L=0,80) festzustellen. Lediglich das Axial-Ratio verbessert sich um ca. 1,5 dB.

Mit diesem 2-Wdg.-CAN-Helix können sehr tiefe Primärfokus-Reflektoren (PFR) bis zu einem f/D-Verhältnis von 0,30 optimal ausleuchtet werden. Zusammen mit einem 3000-mm-Parabolreflektor wurde ein Wirkungsgrad von 70 % ermittelt.

RandhöhemmGaindBic-3-dB-WinkelGrad-10-dB-WinkelGradAxial-RatiodB
31,27,4831610,9
307,4821590.9
257,6801521,1
207,8781461,9
107,8761393,6

Tabelle 4-4: Öffnungswinkel des 2-Wdg.-CAN-Helix (U/L=0,80) als Funktion der Randhöhe

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POTY-Antenne mit zwei Direktoren

Die Grundidee war eine minimale und kleine Antennenanlage ohne Parabolreflektor für den Portabelbetrieb via QO100 zu konzipieren. Im Februar 2022 wurde der Sendeteil für den 13-cm-Uplink meiner neuen POTY-Antenne fertiggestellt und im QSO-Betrieb zufriedenstellend getestet. Ohne die bewährte und hilfreiche Unterstützung durch unseren OVV Dieter, DK2AM hätte ich auch dieses Projekt nicht realisieren können. Diese Antenne basiert auf der bewährten 2-GAP-POTY-Antenne, die hier RHCP-polarisiert designt und mit 2 zusätzlichen Direktoren ausgestattet wurde. Der theoretische Gewinn beträgt 12,3 dBic, sodass man von ca. 12 dBic in der Praxis ausgehen kann. Dieser Gewinn entspricht dem einer Helix-Antenne mit 7 Windungen, die aber ungefähr die doppelte Länge hätte.

Mit ca. 5 Watt Sendeleistung an dieser POTY-Antenne ist das Signal zwar sehr leise – aber schon verständlich – auf dem QO100-Transponder zu hören. Eine Verdoppelung der Sendeleistung auf ca. 10 Watt erzeugte ein gut lesbares Signal mit einem SNR von ca. 10 dB. Dies wurde von vielen OM während der QSO bestätigt.

Das folgende Bild 5 zeigt den 13-cm-Sendeteil der modifizierten POTY-Antenne. Meine erste Idee zum Ausbau des Empfangsweg für den 10-GHz-Downlink musste ich aufgrund eines konzeptionellen Fehlers leider verwerfen. Dazu sollte an dieser POTY-Antenne hinten ein LNB angeflanscht und vorn die konische Linse durch einen ca. 200 mm langen dielektrischen Stielstrahler mit ca. 17,5 dB Gewinn ersetzt werden. Der erwartete Gewinn von 17,5 dBi sollte einen Parabolreflektor mit ca. 40 cm Durchmesser ersetzen. Dies ist leider nicht der Fall, da ich Äpfel mit Birnen verglichen habe. Bei 10,5 GHz ist die Frequenz um den Faktor 4,37 höher als bei 2,4 GHz bzw. die Wellenlänge um den Faktor 4,37 kleiner. Dies hat auf 10,5 GHz einen Gewinnzuwachs von 12,8 dB zur Folge, den ich anfänglich übersehen habe. Es soll nun ein separates konisches Horn mit ca. 30 dB Gewinn oder eine andere geeignete kompakte Antenne für den 10-GHz-Empfang verwendet.

Bild 5: Modifizierte “POTY-Antenne” für den portablen Einsatz via QO100

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Antennenpolarisation für den QO100-Uplink

Für den Uplink zum QO100 auf 2400 MHz wird ein rechtsdrehend zirkularpolarisiertes (RHCP) Sendesignal benötigt. Wer sich im Uplink den Leistungsverlust von mindestens – 3 dB erlauben kann, darf auch ein beliebiges geeignetes linear polarisiertes Antennensystem verwenden.

Polarisation für direkt strahlende Uplink-Antennen

Diese Applikation wird in der Regel von OM benutzt, die keinen Parabolreflektor installieren dürfen oder mit minimalem Aufwand eine Portabelstation betreiben möchten. Direkt zum QO100 strahlende und optimal spezifizierte Antennen müssen rechtsdrehend zirkular polarisiert (RightHandCircularPolarization) sein. Hier kommen in der Regel Kreuz-Yagi-Anntennen oder weniger geeignete Helixantennen (RHCP) zum Einsatz. Der Gewinn liegt maximal bei  ca. < 18 dBic.

Auch linear polarisierte WiFi-Patchgruppen oder Yagi-Antennen werden gern von Minimalisten verwendet. Diese haben in der Regel einen Antennengewinn von bis zu ca. 20 dBi. Diese Antennengewinne sind vergleichbar mit dem eines zirkular polarisierten 35-cm-Offset-Parabolreflektors.

Polarisation für Parabolreflektoren als Uplink-Antennen

Direkt zum QO100 strahlende Parabolantennensysteme müssen ebenfalls rechtsdrehend zirkular polarisiert (RightHandCircularPolarization) sein. Hier ist jedoch darauf zu achten, dass das Erregersystem für LHCP (LeftHandCircularPolarization) spezifiziert werden muss, da die horizontale Komponente des LHCP-Signal durch die Reflektion am Parabolreflektor eine Polarisationsdrehung von 180° erfährt und dann ein rechtsdrehendes RHCP-Signal abgestrahlt wird. Als zirkulare Erregersysteme kommen Patch-Antennen (POTY etc.) und Helixerregersysteme zu Einsatz.

Parabolreflektoren mit Linearpolarisation-Erregern

In diesem Fall spielt zunächst die vertikale oder horizontale Polarisationsrichtung prinzipiell keine Rolle. Sowohl Prime Fokus-Parabolreflektoren (PFR) als auch Offset-Parabolreflektoren können linear polarisiert ausgeleuchtet werden. Ein unter QO100-Usern weit verbreitetes linear polarisiertes Antennensystem ist die WiFi-Gridantenne – ein Parabolreflektorsegment -, die wegen der grillrostähnlichen Gitterstruktur auch als Barbecue-Antenne bezeichnet wird. Diese Antenne ist deshalb nur für den QO100-Uplink auf 2400 MHz geeignet. Sie hat einen Antennengewinn von 24 dBi und dies entspricht etwa einem zirkular polarisierten 60-cm-Parabolreflektor (21 dBic) mit 55% Wirkungsgrad.

Aufgrund der rotationssymmetrischen Ausformung eines PFR ist die Entscheidung für eine vertikale oder horizontale Anregung vollig frei. In beiden Fällen wird sich die gleiche Strahlungsleistung einstellen.

Wegen der leicht asymmetrischen Ausformung von Offset-Parabolreflektoren und deren asymmetrischen Ausleuchtung würde man bei einem Erregersystem mit unterschiedlichen Öffnungswinkeln, wie z. B. Dipol, geringe Gewinnunterschiede zwischen der horizontalen und vertikalen Polarisation zu erwarten. Anhand von Simulationen wurde jedoch festgestellt, dass die Antennen-Diagramme zwar unterschiedlich sind, sich aber entgegen der Erwartung gleiche Antennengewinne für beide Polarisationen ergeben.

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Wissenswertes über Parabolreflektoren

Mit Parabolreflektoren lassen sich auf den höheren Frequenzbändern – wie z. B. auf 2400 MHz für den QO100-Uplink – hohe Antennengewinne erzielen. Bei zirkular polarisierten Antennensystemen mit Parabolreflektoren muss der Erreger zirkular linksdrehend polarisiert (LHCP) sein, weil diese durch die Reflektion am Parabolreflektor auf RHCP gedreht wird.

Oft sucht man im Internet und sonstigen verfügbaren Quellen vergeblich nach den -10-dB-Öffnungswinkeln von Helixantennen und dem f/D-Verhältnis von Parabolreflektoren. Diese Informationen werden aber benötigt, um den richtigen Erreger für einen Parabolreflektor bestimmen zu können.

Ein Parabolreflektor ohne Erregersystem ist keine Antenne!!!

Nachtrag: In der letzten Zeit häufen sich in meinen Korrespondenzen und Gesprächen mit anderen OM die Fälle, in denen einige OM den Gewinn eines Parabolreflektor-Antennensystems aus der Addition der Einzelgewinne des Erregersystems und dem des Parabolreflektors ermitteln wollen. Dies ist schlicht falsch und physikalischer Unsinn, auch wenn man dies u. a. in einem Artikel einer bekannten Fachzeitschrift für Funkamateure und anderen AFu-Publikationen immer wieder finden kann !!!

Ein Parabolreflektor ohne Erregersystem ist keine Antenne, sondern lediglich ein passiver Reflektor – bestehend aus einem Stück Blech oder metallisiertem Kunststoff – ohne Gewinn!!!

Erst zusammen mit einem Erregersystem, – wie z. B. Helixantenne oder Patchantenne – kann ein Parabolreflektor aufgrund seiner geometrischen Ausformung die Strahlen des Erregersystems bündeln und somit den Gewinn des Erregersystems vergrößern. Der maximal erreichbare Gewinn des Parabolreflektor-Antennensystems wird durch die optimale Beleuchtung/Ausleuchtung der Parabolreflektorfläche (Wirkungsgrad) und die Reflektorgröße (Apertur) bestimmt. Diese erreichbaren Gewinne sind in den Diagrammen 1 und 2 (siehe weiter unten) für die gängigen Reflektorgrößen zusammengefasst.

Parabolreflektoren im Amateurfunk

Vor der ASTRA-TV-Satellitengeneration wurden im Amateurfunk zu Sende- und Empfangzwecken fast ausschließlich Primärfokus-Parabolreflektoren verwendet. Bei diesen Parabolreflektoren wird das Erregersystem im Zentrum direkt vor dem Reflektor montiert. Diese haben dadurch den Nachteil, dass ein Teil der Reflektorapertur durch das Erregersystem und die dazugehörige Halterung blockiert wird, was eine Gewinnreduzierung zur Folge hat. Weiterhin schauen die Erregersysteme beim Satellitenempfang zum Erdboden. Bei zu hoher Überstrahlung am Reflektorrand erhöht sich der Rauschpegel und reduziert die Empfängerempfindlichkeit. Mit diesen Primärfokus-Parabolreflektoren erreicht man im Amateurfunk überlicherweise einen Wirkungsgrad von ca. 50 % – 70 %. Das f/D-Verhältnis ist meistens <= 0.50, dies bedeutet, dass der -10-dB-Öffnungswinkel des Erregersystems >106° sein sollte.

Welches Erregersystem ist für meinen Parabolreflektor optimal geeignet?

Eine generelle Antwort lautet: Alle Erregersysteme, die die Aperturfläche eines Parabolreflektors voll ausleuchten und nicht überstrahlen sind optimal geeignet!

Es gibt zunächst Primärfokus-Reflektoren (PFR) und TV-Offset-Reflektoren. Alle TV-Offset-Reflektoren haben annähernd ein f/D-Verhältnis von ungefähr 0.65, das einem Beleuchtungswinkel von ca. 75° entspricht. Ein Erregersystem mit >= 75° – 10-dB-Öffnungswinkel ist somit für alle TV-Offset-Reflektoren geeignet. Der beste Systemwirkungsgrad wird bei der geringsten Überstrahlung und somit bei der Übereinstimmung der jeweiligen -10-dB-Öffnungswinkel erreicht (siehe Bild weiter unten).

Bei den Primärfokus-Reflektoren ist der Sachverhalt schon ein wenig komplexer: Es gibt sehr tiefe Reflektoren mit kleinem f/D-Verhältnis (z. B. 0.29), die für die optimale Ausleuchtung ein Erregersystem mit einem Öffnungswinkel von 163° benötigen und flachere Reflektoren mit großem f/D-Verhältnis (z. B. 0,50), die ein Erregersystem mit einem kleineren Öffnungswinkel von ca. 106° erfordern. Hier sollte bei der Auswahl eines Primärfokus-Parabolreflektors schon darauf geachtet werden, ob für das f/D-Verhältnis ein geeignetes Erregersystem verfügbar ist bzw. eines selbst hergestellt werden kann.

Beispiel: Ein OM hat einen 2-m-Offset-Reflektor mit einer POTY-Antenne als Erregersystem, die einen Systemwirkungsgrad von 60 % hat, der wiederum ein Antennensystemgewinn von 31,8 dB bedeutet. Er kann nun kostenlos einen tiefen 3-m-Primärfokus-Reflektor (f/D = 0,29) bekommen. Theoretisch betrachtet, ermöglicht der größere Reflektor einen maximalen Gewinnzuwachs von ca. 3,5 dB auf ca. 35,3 dB, wenn der Wirkungsgrad von 60 % erhalten bliebe.

In Ermangelung eines geeigneten Erregersystems möchte er den 3-m-Parabolreflektor (erforderlicher Öffnungswinkel 163°) zunächst weiterhin mit seiner POTY-Antenne (Öffnungswinkel 110°) ausleuchten. Man kann schon anhand der großen Differenz der 10-dB-Winkelwerte erkennen, dass der Reflektorrand des 3-m-Reflektors nicht mehr ausreichend beleuchtet wird. Der Systemwirkungsgrad sinkt dadurch auf 39 %, der einen Antennensystemgewinn von nur 33,4 dB zur Folge hat. Statt der möglichen 3,5 dB gibt es einen Gewinnzuwachs von 1,6 dB. Dieser Antennengewinn hätte auch mit einem 2,4-m-Offset-Reflektor erreicht werden können.

Wird ein kleiner Parabolreflektor überstrahlt bzw. ein größerer unterstrahlt?

Die Frage, ob mein vorhandenes Erregersystem, z. B. eine POTY- oder eine Helix-Antenne, einen kleineren Parabolreflektor mehr als einen größeren überstrahlt oder ein größerer Parabolreflektor nicht mehr vollständig ausgeleuchtet wird, stellt sich so nicht! Denn wenn das f/D-Verhältnis eines Parabolreflektors gleich bleibt, ist der Durchmesser des Reflektors für ein geeignetes Erregersystem nicht relevant. Diesen Sachverhalt zeigt das folgende Bild.

Möchte man mit dem geeigneten Erregersystem statt mit dem großen Parabolreflektor (D2) einen kleineren Parabolreflektor (D1) ausleuchten, so rückt – wegen f/D = konstant – der Erreger näher an den Parabolreflektor heran (Brennweite f1 < Brennweite f). Wenn man den Reflektor von Durchmesser Dauf Durchmesser D2 vergößert, dann mussman – ebenfalls wegen f/D = konstant – den Erreger vom Parabolreflektor Dweiterentfernen (Brennweite f> Brennweite f1).

Bild: Ausleuchtung von Parabolreflektoren mit gleichem f/D-Verhältnis

Fazit: Ein für das f/D-Verhältnis des aktuellen Parabolreflektors optimiertes bzw. geeignetes Erregersystem wird alle anderen Reflektorgrössen mit diesem f/D-Verhältnis mit annähernd gleichem Wirkungsgrad ausleuchten!

Dies bedeutet aber auch, dass der mögliche Antennengewinn analog zum Durchmesser-Verhältnis bei größeren Reflektoren zunimmt und bei kleineren abnimmt. Eine durch das Erregersystem eventuell verursachte Unter- oder Überstrahlung der Reflektoren würde ebenfalls anteilig gleich bleiben.

Der -10-dB-Öffnungswinkel von Parabolreflektoren

Der -10-dB-Öffnungswinkel ist der Winkel, bei dem sich der Gewinn/Pegel des Erregersystems zuzüglich Freiraumdämpfung bis zum Reflektorrand um insgesamt 10 dB reduziert hat. Bei diesem Wert der Überstrahlung bleibt das Empfangsrauschen in einem akzeptablen Bereich. Bei Primärfokus-Parabolreflektoren ist die Randbelegung symmetrisch.

Da sich bei einem Offset-Parabolreflektor aufgrund der schrägen Beleuchtung große Wegunterschiede zwischen dem unteren und dem oberen Reflektorrand ergeben, ist es in diesem Fall sinnvoller den -10-dB-Öffnungswinkel als Ausleuchtungs- oder Aspektwinkel zu bezeichnen. Die zusätzliche “Freiraumdämpfung” zum oberen Reflektorrand verhält sich konstant zum f/D-Verhältnis, d. h. das Verhältnis der Wegunterschiede bleibt unabhängig von der Reflektorgröße konstant, und beträgt bei 2400 MHz für Offset-Parabolreflektoren (f/D ~ 0.65) ca. 5 dB.Wird ein Erregersystem für diesen Ausleuchtwinkel definiert, so belegt er den unteren Rand mit einem ca. 5 dB stärkeren Leistungspegel als den öberen Reflektorrand. Wenn man diese Belegungsdifferenz mittelt, d. h. am unteren Rand -8 dB statt -10 dB (leichte Überstrahlung) und am oberen Reflektorrand -12 dB statt -14 dB (leichte Unterstrahlung) belegt, müsste ein Helixerreger einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 80° mit entsprechend ca. 5,5 Windungen haben.

Mittlerweile werden im Amateurfunk bis ca. 1,8 m Reflektordurchmesser überwiegend die preiswerten Offset-Parabolreflektoren eingesetzt. Diese haben den gravierenden Vorteil, dass sich das Erregersystem nicht direkt vor dem Reflektor befindet und somit ein höherer Wirkungsgrad von 55% oder mehr erzielt werden kann. Weiterhin schauen beim Satellitenempfang die Erregersysteme in den Himmel. Das Weltraumrauschen ist wesenlich geringer als das Erdrauschen. Den Offsetwinkel kann man nach der folgenden Formel hinreichend genau berechnen:

Offsetwinkel in Grad = arccos (Breite/Höhe)

Die wirksame Breite und Höhe findet man in den Herstellerangaben. Sollte dies nicht der Fall sein, so kann man den Offsetreflektor mit Wasser füllen und ausmessen. Auch bei mechanisch runden Reflektoren wird sich dann am Füllrand eine Ellipse ergeben. In den Datenblättern von vielen namhaften Offset-Parabolreflektor-Herstellern befinden sich leider keine Angaben zum f/D-Verhältnis der Reflektoren. Gefunden habe ich f/D-Werte bei OPTICUM (0.64), MAXIMUM (0.65) und GIBERTINI (0.66/0.67).

Abweichend zum Primärfokus-Parabolreflektor kann man beim Offset-Parabolreflektor den erforderlichen Ausleuchtwinkel nicht über das f/D-Verhältnis bestimmen. Bisher bin ich davon ausgegangen, dass das f/D-Verhältnis von Primärfokus Parabolreflektoren auf den Offset-Parabolreflektor übertragbar ist, wenn man dieses durch den Cosinus des Offsetwinkels dividiert. Man erhält zwar – wie erwartet – einen höheren f/D-Wert, ist aber durch die nicht berücksichtigte Offsethöhe noch vom realen Ergebnis entfernt. Wenn man z.B. einen Offset-Parabolreflektor von GIBERTINI mit einem f/D von 0.66 hätte, würde dies bei einem Offsetwinkel von 21° auf ein f/D von ca. 0.7 steigen, das einen Ausleuchtungswinkel von ca. 79° zur Folge hätte. Der Herssteller gibt aber einen Ausleuchtungswinkel von 70° an, der einem f/D von ca. 0.79 entsprechen würde.

Das Rätsel, was mit dem f/D-Verhältnis von Offset-Parabolreflektoren angegeben wird, konnte inzwischen dank Willi, HB9PZK gelöst werden (siehe unter Untersuchungen mit Offset-Parabolreflektoren auf 2400 MHz).

Da alle LNB – hier fand ich bei keinem Hersteller Angaben zum Öffnungswinkel bzw. f/D-Verhältnis – in allen Offset-Parabolreflektoren aller Hersteller funktionieren müssen, kann man bei den üblichen Offset-Parabolreflektoren und den LNB von einem äquivalenten f/D-Verhältnis von ca. 0.79 ausgehen. Diese Annahme ist für unsere Kalkulationen hinreichend genau.

Für diesen Wert ergibt sich ein Ausleuchtungswinkel von ca. 70°, d. h. der Erreger für einen TV-Offset-Parabolreflektor sollte einen Öffnungswinkel von  ca. 75° oder etwas größer haben, wenn dieser voll ausgeleuchtet werden soll.

Wenn die Original-LNB z. B. in großen Primärfokus-Parabolreflektoren mit einem f/D-Verhältnis von 0,5 und einem daraus einem resultierenden Öffnungswinkel von größer 106° eingesetzt werden, so ist kein weiterer Anstieg der Empfangsfeldstärke zu erwarten, da diese Parabolreflektoren von den LNB nicht vollständig ausgeleuchtet werden. Eine POTY-Antenne mit entsprechend optimiertem Konzentrator (Linse) und angeflanschtem LNB bringt in der Regel bessere Ergebnisse. Für f/D-Verhältnisse < 0.33 sollte der 22-mm-Rundhohlleiter dann ohne Konzentrator verwendet werden. Für alle f/D-Verhältnisse kann man den dazugehörigen Öffnungswinkel nach der folgenden Formel berechnen:

Öffnungswinkel = 2 * arctan ((Reflektordurchmesser/2)/(Brennweite-Reflektortiefe))

Mit dem folgenden Diagramm kann man sich die Messe- und Rechnerei ersparen, wenn das f/D-Verhältnis des vorhandenen Parabolreflektors bekannt ist. Man kann sofort den dazugehörigen 10-dB-Öffnungswinkel ablesen und umgekehrt.

Diagramm: Öffnungswinkel von Primärfokus-Parabolreflektoren als Funktion des f/D-Verhältnisses

Anwendung des Diagramms: Es wurden die Beispiele der POTY-Antenne und der Helix 2.0 eingearbeitet. Mit dem Diagramm kann man bei bekanntem f/D-Verhältnis den 10-dB-Öffnungswinkel des optimalen Erregersystems ermitteln oder bei bekanntem 10-dB-Öffnungswinkel des Erregersystems das erforderliche f/D-Verhältnis des optimalen Reflektors ermitteln.

f/D-Verhältnis bekannt: Ein OM hat einen Primefokus-Parabolreflektor (PFR) mit einem f/D = 0,48. Unten auf der Abzisse den Wert 0,48 aufsuchen und von dort vertikal bis zur Kennline hoch und dann vom Schnittpunkt mit der Kennlinie waagerecht nach links bis zur Ordinate und dort den dazugehörigen 10-dB-Winkelwert ablesen, hier 110°. Da der OM sehr sorgfältig die qrz.com-Seiten von DL6YCL studiert hat, weiss er nun, dass eine POTY-Antenne (110°) das optimale Erregersystem für seinen PFR ist. Er weiss aber auch, dass eine Helix mit ca. 2,5 Windungen (U/L=1) ebenfalls als Erregersystem geeignet ist.

10-dB-Öffnungswinkel bekannt: Ein OM hat auf den qrz.com-Seiten von DL6YCL von der Helix 2.0 (U/L=1,33) mit dem 10-dB-Öffnungswinkel 100° gelesen und sich deshalb eine Helix 2.0 für seinen Parabolreflektor (PFR) gebaut. Deshalb weiss er auch, dass diese einen Offset-Reflektor besser ausleuchtet, als alle für QO100 bekannten Helixerreger (U/L=1) von 3 bis 5 Windungen. Zusätzlich möchte er nun wissen, welcher PFR optimal mit seiner Helix 2.0 optimal ausgeleuchtet wird. Als aufmerksamer Leser weiss dieser OM aber auch, dass dieser Parabolreflektor aufgrund des geringeren 10-dB-Öffnungswinkels seines Helix 2.0-Erregers flacher sein muss, als der einer POTY-Antenne. Dies bedeutet, dass sein PFR ein größeres f/D-Verhältnis haben muss. Er sucht auf der Ordinate den Winkelwert 100° auf und geht waagerecht bis zur Kennlinie und dann vom Schnittpunkt mit der Kennlinie vertikal nach unten bis zur Abzisse, um den f/D-Wert abzulesen, hier ca. 0,536.

Allgemeiner Hinweis: Eine leichte Überstrahlung des Reflektorrands wirkt sich nicht so nachteilig auf den Antennenwirkungsgrad aus, wie eine Unterstrahlung! Bei einer Unterstrahlung wird die Reflektorfläche nicht optimal genutzt! Meistens ist ja ein bestimmtes Erregersystem vorhanden, hier z. B. die POTY-Antenne mit 110°. Falls kein PFR mit dem f/D = 0,48 verfügbar ist, immer einen flacheren Reflektor mit etwas größerem f/D-Verhältnis wählen. Beim Eigenbau-Reflektor hat man die Möglichkeit, das f/D-Verhältnis optimal auf das vorhandene Erregersystem anzupassen.

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Gewinn von Parabolreflektoren auf 2400 MHz

Die Gewinnangaben der Hersteller von TV-Offset-Parabolreflektoren beziehen sich üblicherweise auf den TV-Empfangs-Frequenzbereich. Mit diesen höheren Gewinnangaben bei 10.7 bis 12.7 GHz können wir nichts anfangen, da wir im Uplink von QO100 auf ca. 2400.25 MHz senden. Die Gewinnangabe für 2400 MHz benötigen wir für unsere Pegelbilanz. Anhand dieser Pegelbilanz können wir den erforderlichen Aufwand (Reflektorgröße/Sendeleistung) für einen gewünschten Transponder-Signalpegel bestimmen.

Der mögliche Gewinn auf 2,4 GHz lässt sich anhand einer einfachen Faustregel relativ einfach und genau bestimmen. Die Frequenz 2,4 GHz ist um den Faktor 4,37 geringer als 10,5 GHz bzw. die Wellenlänge um den Faktor 4,37 größer. Nach unten stehender Berechnungsformel für den maximalen Gewinn geht dieser Faktor quadratisch ein und hat eine Gewinnreduzierung von 12,8 dB zur Folge.

 Den dB-Wert der 10.7 GHz Gewinnangabe im Hersteller-Datenblatt um 13 dB reduzieren!

Ein Parabolreflektor allein – also ohne Erregersystem – ist nur ein Stück Blech, also ein unvollständiges Antennensystem, das nur aus einem Reflektor besteht und deshalb keinen Gewinn hat. Erst zusammen mit dem Erregersystem erzeugt der Parabolreflektor einen Gewinn, der durch das Erregersystem und die Reflektorgröße bestimmt wird. Der mögliche Gewinn mit Parabolreflektoren verhält sich proportional zu ihrer Fläche und umgekehrt proportional zur Wellenlänge. Wenn man die Gewinnangabe und den Durchmesser eines Parabolreflektors kennt und diesen mit einem anderen vergleichen möchte, dann muss man nur noch die Flächen ins logarithmische Verhältnis setzen und man erhält die Gewinndifferenz in Dezibel. Man kann aber den maximal möglichen Gewinn auch nach der bekannten Formel berechnen:

Gewinn in dBi = 10 x log ((Pi x Reflektordurchmesser/Wellenlänge)^2*Wirkungsgrad)

Hinweis: Bei ovalen TV-Offset-Reflektoren ist die kleinere Breite als Durchmesser für die Berechnung zu verwenden!

Der Wirkungsgrad von Parabolreflektoren wird u. a. durch das Erregersystem und die Reflektortiefe beeinflusst. Ein tiefer Reflektor hat ein kleines f/D-Verhältnis und ein flacher Reflektor hat ein großes f/D-Verhältnis. Flache Reflektoren lassen sich besser ausleuchten als tiefe Reflektoren. Bei Primärfokus-Reflektoren (PFR) sollte das f/D-Verhältnis im Bereich von ca. 0,35 bis 0,50 liegen, wenn man gute Wirkungsgrade erzielen möchte.

In den folgenden Diagrammen 1 und 2 werden die maximal möglichen Gewinne in dBi auf 2400 MHz von allen Reflektorgrößen bis 3 m Durchmesser mit den Wirkungsgraden 50 %, 60 % und 70 % dargestellt. Der Wirkungsgrad wird maßgeblich durch die Ausleuchtung des Parabolreflektors bestimmt. Dies bedeutet, dass der Öffnungswinkel des Erregersystems optimal auf das f/D-Verhältnis des verwendeten Parabolreflektor abgestimmt werden muss, um einen möglichst hohen Wirkungsgrad zu erreichen. Bei einem Wirkungsgrad von 50 % (halbe Leistung) ist der Gewinn eines Parabolreflektor-Antennensystems um 3 dB geringer als der theoretisch maximal mögliche Gewinn von 100%.

Diagramm 1: Möglicher Gewinn von Parabolreflektoren 30 cm bis 100 cm auf 2400 MHz

Der Kurvenknick im folgenden Diagramm 2 ist dem Wechsel von 10-cm-Schritten auf 20-cm-Schritte ab 200 cm geschuldet. 

Diagramm 2: Möglicher Gewinn von Parabolreflektoren 100 cm bis 300 cm auf 2400 MHz

Hinweis: Der theoretisch maximal mögliche Antennengewinn eines Antennensystems mit Parabolreflektor ergibt sich aus der verwendeten Reflektorgröße (Gewinn beim Wirkungsgrad 100%). In der Amateurfunkpraxis werden – je nach verwendetetem Reflektor-/ Erregersystem – Wirkungsgrade zwischen 50 % (-3 dB) und 70 % (-1,5 dB) erreicht. Wenn man in der Pegelbilanz den 50 %-Wert ansetzt, ist man immer auf der sicheren Seite.

Achtung: Keinesfalls errechnet sich der theoretisch maximal mögliche Antennengewinn eines Parabolantennensystems aus der Addition des Antennengewinns des Erregersystems und dem maximal möglichen Gewinn des Parabolreflektors, auch wenn man dies hin und wieder in bekannten Amateurfunk-Publikationen und im Internet findet!

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Wie kann ich die Gewinnänderung beim Wechsel der Reflektorgröße bestimmen?

Es gibt drei Lösungswege um den Gewinnzuwachs bzw. die Gewinnreduzierung bei Änderung der Reflektorgröße zu ermitteln.

1. Man benutzt für alle Frequenzen die Gewinnformel (siehe vorher) und berechnet für beide Reflektorgrößen den theoretischen Antennengewinn. Die Differenz der ermittelten dB-Werte ergibt den Gewinnzuwachs oder die Gewinnreduzierung. Der Wirkungsgrad hat hier keine Relevanz, aber dieser muss für beide Berechnungen gleich sein.

2. Man benutzt für 2400 MHz die Gewinndiagramme 1 und/oder 2 (siehe vorher) und ermittelt für beide Reflektorgrößen den theoretischen Antennengewinn. Die Differenz der ermittelten dB-Werte ergibt den Gewinnzuwachs oder die Gewinnreduzierung. Der Wirkungsgrad hat hier keine Relevanz, aber dieser muss für beide Ablesungen (gleiche Gewinnkurve) gleich sein.

3. Dieses ist der praktikable Lösungsweg, der ohne die Gewinnformel wie in 1. und ohne die Diagramme wie in 2. zur Lösung führt. Man benötigt nur die beiden Durchmesserwerte der Reflektoren. Die Gewinndifferenz kann aus dem logarithmierten Verhältnis der quadratischen Durchmesserwerte berechnet werden.

Beispiel: Ein 60-cm-Reflektor soll durch einen 90-cm-Reflektor ersetzt werden.

Gewinnzuwachs / Gewinndifferenz = 10 x log ((90 cm x 90 cm) / (60 cm x 60 cm))

Differenz = 3,5 dB

Achtung: Für die Gewinnermittlung eines Offset-Reflektors ist immer die Breite (kleineres Maß) einzusetzen, weil die Projektion des Offset-Reflektors vom Satelliten her betrachtet eine Kreisfläche mit dem Durchmesser der Breite ergibt! 

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Untersuchung und Bewertung von Primär-Fokus-Reflektorantennen (PFR) auf 2400 MHz

Anhand von drei verschiedenen Primär-Fokus-Reflektorantennen – diese haben unterschiedliche Durchmesser und f/D-Verhältnisse (siehe Tabelle) – werden mit bekannten Erregersystemen Untersuchungen durchgeführt und die erreichbaren Gewinnwerte dieser Parabolantennensysteme ermittelt.

Die Erregersysteme werden so auf der Fokusachse plaziert, dass sich jeweils der maximale Systemgewinn ergibt. Für diesen Fall beziehen sich die Abstandswerte auf die Reflektorebene der jeweiligen Erregersysteme und stimmen deshalb nicht immer zwingend mit der Brennweite der Reflektoren überein.

Anhand der Reflektor-Öffnungswinkel kann man schon jetzt sagen, dass ein POTY-Erreger (110°) den besten Wirkungsgrad im Beispiel 1 und den schlechtesten im Beispiel 2 haben wird. Der Wirkungsgrad sagt aber nichts über den absoluten Gewinn aus, denn der wird maßgeblich durch die Reflektorgröße bestimmt.

ReflektorTypf/D-VerhältnisDurchmesser mmBrennweite mmTiefe mmÖffnungswinkel GradMaximale Gain in dBi
Beispiel 1 PFR 0,43160068823312132,1
Beispiel 2PFR0,29300087064716337,5
Beispiel 3PFR0,375120045020013529,6

Im Vergleich zu den überwiegend bei QO100 verwendeten Offset-Parabolreflektoren, die sich hervorragend für Helix-Erregersysteme eignen, sind die untersuchten Parabolreflektoren sehr tief und haben einen relativ großen Öffnungswinkel. Aus diesem Grund sind hier Helix-Erregersysteme mit U/L = 1 weniger geeignet, weil diese bei sehr tiefen Reflektoren einen schlechten Wirkungsgrad haben und deshalb in der Regel Gewinneinbußen von mehreren dB bringen.

Beispiel 1: Ein OM hat einen Primärfokus-Parabolreflektor (PFR) mit 160 cm Durchmesser und einem f/D-Verhältnis von 0,43. Daraus ergibt sich eine Brennweite von 68,8 cm und ein Öffnungswinkel von ca. 121°.

Er betreibt diesen Parabolreflektor mit einer Helixantenne, weil er der Meinung ist, dass eine POTY-Antenne weniger gut für diesen Parabolreflektor geeignet sei. Die Helixantenne mit 3,75 Windungen (W1GHZ-Design mit U/L=1) hat einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 92° und die POTY-Antenne hat einen von ca. 110°. Anhand des Öffnungswinkels des Parabolreflektors von ca. 121° kann man sofort erkennen, dass beide Erregersysteme (< 121°) den Parabolreflektor nicht optimal ausleuchten werden. Aber die Auffassung des OM, dass ein Erreger mit ca. 92° Öffnungswinkel diesen Parabolreflektor besser ausleuchten soll als einer mit  ca. 110°, erschliesst sich mir nicht, weil sich das nicht mit der mir bekannten Physik deckt.

Anhand von Simulationen wurde nachgewiesen, dass es doch nur eine Physik gibt und diese auch wie erwartet funktioniert. Mit dem 3,75-Wdg.-Helix-Erreger wurde ein maximaler Gewinn von 29,2 dBic ermittelt und mit einem POTY-Erreger wären es 30,0 dBic. Mit einer POTY-Antenne könnte der OM einen Gewinnzuwachs von 0,8 dB erzielen! Aber ein Erregerwechsel ist nicht zwingend notwendig, denn bereits durch eine Reduzierung der Windungszahl von 3,75 auf 3 Windungen steigt der Gewinn um 0,4 dB auf 29,6 dBic und bei 2 Windungen auf 29,8 dBic. Die POTY-Antenne brächte dann im Vergleich nur noch einen Gewinnzuwachs von 0,2 dB.

Aber auch bei einer Überstrahlung mit dem Prototypen des CAN-Feed (138°, Rand 33 mm) wird sogar noch ein Gewinnzuwachs von 1,2 dB gegenüber der 3,75 Wdg. – Helixantenne erreicht. Mit einem optimierten CAN-Feed (128°, Rand 20 mm) ließe sich der Gewinn um weitere 0,2 dB auf maximal 30,6 dBic steigern. Dieser Gewinnwert liegt nur 1,5 dB unterhalb des thoeretisch maximal möglichen Gewinns von 32,1 dB, der mit diesem Parabolreflektor zu erreichen wäre.

Fazit: Die Ergebnisse zeigen, dass sich die Öffnungswinkel der einzelnen Erregersysteme umgekehrt proportional zu deren Antennengewinn verhalten. Denn der Antennengewinn ist ja nichts anderes als die Bündelung der Sendeenergie in die gewünschte Richtung. Weiterhin wird nachgewiesen, dass eine moderate Überstrahlung eines Parabolreflektors nicht zwangsläufig zu hohen Gewinneinbußen von mehreren dB führt, wie man in immer wieder einigen Publikationen nachlesen kann. Im Vergleich zur moderaten Unterbeleuchtung – bei dieser ist der -10-dB-Winkel des Erregersystems kleiner als der Öffnungwinkel (121°) des Parabolreflektors – ergibt sich hier sogar ein möglicher Gewinnzuwachs von 0,6 bis 1,2 dB.

Beachte: Der für einen POTY-Erreger ermittelte Gewinnzuwachs von 0,8 dB gegenüber den des aktuellen Helixerregers ist für den Betrieb auf dem NB-Transponder des QO100 nicht relevant. Aber bei einer DATV-Übertragung auf dem WB-Transponder kann dieser Gewinnzuwachs – abgesehen von anderen Vorteilen des POTY-Feeds –  schon über Go oder NoGo einer DATV-Übertragung entscheiden.

Erreger-SystemKennwertGain in dBic-3-dB-Winkel Grad-10-dB-Winkel GradGain in dBic mit 1600 mm ParabolWirkungsgrad in %
Helix-W1GHZ3,75 Wdg. U/L=110.4549229.252
Helix-W1GHZ3 Wdg. U/L=19.65810429.657
Helix-W1GHZ2 Wdg. U/L=18.96611929.859
2-Gap-POTYrunder Patch9.36011030.062
CAN-FeedPrototyp mit Rand 33 mm8.47013830.468
CAN-FeedOptimiert mit Rand 20 mm8.86712830.671

Tabelle B1: Möglicher Gewinn einer 1600-mm-Parabolreflektor-Antenne mit einem f/D-Verhältnis von 0.43

Beispiel 2: Ein OM hat einen Primärfokus-Parabolreflektor (PFR) mit 300 cm Durchmesser und einem f/D-Verhältnis von 0,29. Daraus ergibt sich eine Brennweite von 87,0 cm und ein Öffnungswinkel von ca. 163°.

In einer Simulation mit einem tiefen Parabolreflektor, der ein f/D = 0,29 hat, zeigte die POTY-Antenne einen Wirkungsgrad von 41% und das CAN-Feed einen von 64%. Dies bedeutet, dass bei Parabolreflektoren mit einem f/D-Verhältnis von 0,29 der Antennengewinn mit dem CAN-Feed-Erreger um ca. 1,9 dB höher ist, als bei einem POTY-Antennen-Erregersystem. Bei zunehmendem f/D-Verhältnis eines Parabolreflektors reduziert sich der Antennengewinn mit dem CAN-Feed-Erreger wieder, bis er letztendlich bei flachen Reflektoren sogar geringer ist, als der eines POTY-Erregersystems. Mit einem 2-Wdg.-Helixerreger steigt der Gewinn bereits um 0,9 dB gegenüber einer POTY-Antenne an. Mit der 2-Wdg.-CAN-Helix – leider nur ein Monoband-Erregersystem – werden sogar 36,0 (70%) erreicht. Eine POTY-Antenne ist bei einem sehr tiefen Parabolreflektor also die schlechtere Lösung.

Mit einem optimalen Feed-System erreicht man im Amateurfunk einen maximalen Wirkungsgrad von ca. 70 %. Dies bedeutet, dass man mit einem gut auf den Parabolreflektor abgestimmten Antennensystem maximal einen Gewinn erreicht, der  1,5 dB unterhalb des theoretisch maximal möglichen Gewinn eines Parabolreflektors liegt.

Erreger-SystemKennwertGain in dBic-3-dB-Winkel Grad -10-dB-Winkel GradSystem Gain in dBic   mit 3000 mm ParabolreflektorSystem Wirkungsgrad    %
Helix-W1GHZ2 Wdg. U/L=18,96611934,651
HELIX 2.02 Wdg. U/L=0,807,37813935,765
CAN-Helix Rand 30 mm2 Wdg. U/L=0.807.48215936.070
POTY- AntenneQuadrat. Patch9,36011033,741
2-GAP-POTYRunder Patch9,36011033,741
Prototyp CAN-FeedRefl. 99 mm Rand 33 mm8,47113835,664

Tabelle B2: Vergleich von Erreger-Systemen in einem 3000-mm-Primärfokus-Parabolreflektor mit f/D = 0,29

Beispiel 3: Ein OM hat einen Primärfokus-Parabolreflektor (PFR) mit 120 cm Durchmesser und einem f/D-Verhältnis von 0,375. Daraus ergibt sich eine Brennweite von 45,0 cm und ein Öffnungswinkel von ca. 135°.

Er möchte seinen Parabolreflektor mit einem POTY-Erregersystem ausstatten, weil ihm bekannt ist, dass ein 3-Wdg.-Helix-Erreger noch schlechtere Ergebnisse bringen würde. Die Lösung mit einem 2-Wdg.-Helixerreger zieht er nicht in betracht.

Erreger-SystemKennwertGain in dBic-3-dB-Winkel Grad-10-dB-Winkel GradGain in dBic mit 1200 mm ParabolWirkungsgrad in %
Helix-W1GHZ3 Wdg. U/L=19.65810527.055
Helix-W1GHZ2 Wdg. U/L=18.96611927.359
2-Gap-POTYPatch rund9.36011027.258
CAN-FeedPrototyp mit Rand 33 mm8.47013827.866

Tabelle B3: Möglicher Gewinn einer 1200-mm-Parabolreflektor-Antenne mit einem f/D-Verhältnis von 0.375

Die Ergebnisse zeigen deutlich, dass ein 3-Wdg.-Helix-Erreger (W1GHZ-Design mit U/L=1) nicht verwendet werden sollte, weil dieser den möglichen Gewinn um 0,2 dB gegenüber der POTY-Antenne reduziert. Bei einem 2-Wdg-Helixerreger liegt der Gewinn mit 27,3 dBic (59%) um 0,1 dB oberhalb der POTY-Antenne. Der POTY-Erreger bringt einen stattlichen Wirkungsgrad von 58%. Das CAN-Feed bringt zwar 0,6 dB mehr Gewinn als die POTY-Antenne, aber dies hat auf dem NB-Tranponder des QO100 (siehe hierzu Beispiel 1) keine signifikante Relevanz.

Fazit: Das prognostizierte Ergebnis mit der POTY-Antenne ist zwar nachgewiesen, liegt aber nur sehr knapp über dem Beispiel 3. Zwar wird in beiden Fällen der Reflektor nicht vollstandig beleuchtet, aber die größere Öffnungswinkel-Differenz von 15° zwischen Reflektor 1 und 3 macht sich kaum noch bemerkbar, weil das Antennendiagramm des POTY-Erregers in diesem Winkelbereich nur noch wenig Energie aufzeigt. Beim Öffnungswinkel 121° beträgt die Sendeleistung des POTY-Erregers nur -13 dB (1/20) und ist bei 135° bereits um Faktor 100 geringer und beträgt nur noch -23 dB (1/200) der Maximalleistung. Deshalb ist oberhalb von 121° Öffnungswinkel (Reflektor 1) keine signifikante Unterstrahlung mehr zu erwarten. Weiterhin ist zu berücksichtigen, dass die Aperturblockierung durch die konstante Reflektorfläche des POTY-Erregers beim kleineren Reflektor anteilig um ca. 78% steigt und sich negativ beim Wirkungsgrad bemerkbar macht.

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Gewinn von 1-m-Parabolreflektoren mit unterschiedlichem f/D-Verhältnis

Mit den folgenden Simulationen werden 1-m-Parabolreflektoren mit unterschiedlichem f/D-Verhältnis – d. h. diese haben verschiedene Öffnungswinkel (W) und sind unterschiedlich tief – verglichen. Es wird das Verhalten von zwei vergleibaren Erregersystemen zusammen mit diesen Reflektoren untersucht:

Eine 2-Wdg.-/3-Wdg.-Helix (Design nach W1GHZ) und eine POTY-Antenne mit rundem Patch (Design nach DL6YCL).

Theoretisch ist bei allen 1-m-Parabolreflektoren ein maximaler Gewinn von 28,0 dBi bei einem Wirkungsgrad von 100 % möglich. Der erreichbare Gewinn wird maßgeblich durch das jeweilige Erregersystem und dessen Eignung für den Parabolreflektor bestimmt. Die Ergebnisse dieser akademischen Betrachtungsweise werden in der folgenden Tabelle gegenüber gestellt.

 Erreger-  System Kenndaten f/D = 0,30 W = 159°f/D = 0,35 W = 142°f/D = 0,43 W = 121°f/D = 0,50 W = 106°f/D = 0,78 W = 71°
Gain dBicGain %Gain dBicGain %Gain dBicGain %Gain dBicGain %Gain dBicGain %
Helix-Antenne3 Windungen W = 105°   U/L = 1,024.34325.15126.16426.26625.759
Helix-Antenne2 Windungen W = 119°    U/L = 1,025.05025.75926.46926.46925.252
POTY-AntennePatch, rund  W = 110°24.64625.15125.96226.16425.252

Tabelle: Möglicher Gewinn von 1-m-Parabolreflektoren (PFR) mit Helix oder POTY als Erregersystem

Die höchsten Gewinnwerte/Wirkungsgrade werden erzielt, wenn der -10-dB-Öffnungwinkel des Erregersystems mit dem Öffnungswinkel des Parabolreflektors übereinstimmt. Dies ist für diesen Fall beim f/D-Verhältnis 0,50 (bei 3 Wdg.) bzw. 0,43 (bei 2 Wdg.) mit einem Öffnungswinkel von 106° bzw. 121°. Hier hat die 2-Wdg.-Helix-Antenne mit 119° die höchste Übereinstimmung und somit den theoretisch höchsten Gewinn von 26,4 dBic – also noch 0,2 dB bzw. 0,3 dB oderhalb des 3-Wdg.-Helixerregers. Die POTY-Antenne mit 110° hat einen maximalen Gewinn von 26,1 dBic.

Im Bereich von f/D = 0,35 bis f/D = 0,50 – dieser f/D-Bereich sollte bei der Auswahl des Parabolreflektors möglichst nicht unter- oder überschritten werden – zeigen beide Erregersysteme ein mehr oder weniger gleiches Ausleuchtungs- und Gewinnverhalten. Aber an der unteren Grenze bei einem f/D-Verhältnis von 0,35 ist der erzielbare Gewinn aufgrund der Unterbelegung für beide Erregersysteme bereits um ca. 1 dB geringer. Hier wirkt sich der Vorteil des 2-Wdg.-Helixerregers aus, der hier nur ca. 0,2 dB verliert und ca. 0,7 dB mehr Gewinn als die anderen Erregersysteme zeigt.

Unterhalb des empfohlenen f/D-Bereichs bei f/D = 0,30 ist die Ausleuchtung des tiefen Reflektors noch geringer, was einen weiteren Gewinnrückgang zur Folge hat. Aufgrund des etwas größeren -10-dB-Öffnungswinkel hat die POTY-Antenne bei tiefen Parabolreflektoren einen leichten Gewinnvorteil gegenüber einer 3-Wdg.- Helix-Antenne. Der 2-Wdg.-Helixerreger hat einen um ca. 10° größeren -10-dB-Öffnungswinkel als die POTY-Antenne und leuchtet den tiefen Reflektor noch besser aus, als eine POTY-Antenne.

Oberhalb bei einem f/D = 0,78 – dies ist ein flaches Äquivalent für einen Satelliten-TV-Offset-Parabolreflektor mit einem f/D = 0,66 – ist die Überstrahlung des extrem flachen Parabolreflektors durch beide Erregersysteme sehr groß, die einen Gewinnrückgang von ca. 0,7 dB zur Folge hat. Aufgrund des etwas kleineren -10-dB-Öffnungswinkel hat die 3-Wdg.-Helix-Antenne bei flachen 1-m-Parabolreflektoren einen leichten Gewinnvorteil von ca. 0,5 dB gegenüber der POTY-Antenne. Bei einem 35-cm-Parabolreflektor wird der Gewinnvorteil der 3-Wdg.-Helixantenne noch größer und steigt um mehr als 1 dB.

Fazit: Die Simulations-Ergebnisse anhand des 1-m-Parabolreflektors zeigen eindeutig, dass die Über- oder Unterstrahlung von Parabolreflektoren mit dem Durchmesser des Parabolreflektors nichts gemein hat!

Allein das f/D-Verhältnis bestimmt, ob ein bestimmtes Erregersystem den Parabolreflektor optimal ausleuchtet. Das ist im obigen Vergleich der Reflektor mit dem f/D-Verhältnis = 0,5, der bestens für den 2-Wdg.-  / 3-Wdg.-Helix-Erreger bzw. für die POTY-Antenne geeignet ist.

Auch ein Reflektor mit kleinerem Durchmesser (z. B. 35 cm) wird bei gleichem f/D-Verhältnis = 0,5 optimal ausgeleuchtet. Der Wirkungsgrad wird in diesem Fall etwas geringer ausfallen, da die Aperturblockierung durch die konstanten Dimensionen der Erreger-Systeme in Relation zur Reflektorgröße bei einem kleineren Reflektordurchmesser zunimmt.

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Untersuchungen mit Offset-Parabolreflektoren auf 2400 MHz

Nach langer Suche ist es mir endlich gelungen, die relevanten Informationen über Offset-Reflektoren im Internet zu finden. Diverse Gespräche mit anderen OM brachten in den letzten Monaten keinen informativen Fortschritt.

Im Rahmen meiner weiteren Recherchen bin ich auf die sehr interessanten Internet-Seiten von Willi, HB9PZK gestossen: https://rfantennas.wordpress.com/

Nach der Kontaktaufnahme mit HB9PZK habe ich von Willi – an der Stelle noch einmal recht vielen Dank dafür, Willi – wertvolle Tips und Hinweise bekommen. Unter anderem habe ich den wertvollen Hinweis auf die kostenlose Studentversion von dem Profitool “GRASP” bekommen. Dieses Programm ist besonders geeignet für die Berechnungen mit Reflektor-Antennen. Unter Youtube kann man einige Tutorials zu diesem Programm finden.

Unter anderem habe ich auf Willis Seiten eine Gleichung zur Berechnung der Offsethöhe gefunden. Nun bin ich in der Lage ein hinreichend genaues Modell von Offset-Reflektoren zu erstellen und kann auf mein idealisierte Äquivalent-Modell verzichten. Zum Schluss dieser Untersuchungen werde ich einen Vergleich anstellen, der hoffentlich aufzeigt, dass die bisherigen Untersuchungen mit dem Äquivalentmodell hinreichend genau waren.

Erste Berechnungen habe mit meinem OP100 von Gibertini angestellt. Dazu habe ich alle Erregersysteme zunächst mit deren Reflektor im berechneten Brennpunkt positioniert. Mit einer 5-Wdg.-Helix (W1GHz-Design di=38,8 mm, s=27 mm) als Erregersystem wird der maximale Antennengewinn erreicht. Nach dem Design meiner CAN-Helix mit 2 Windungen (siehe weiter oben) war ich erstaunt über das gute Axialratio dieser 2-Wdg.-Helixantenne, zumal man in vielen Publikationen nur Gegenteiliges lesen kann.

Gerd, DC5HN hat meine Simulationsergebnisse zuvor in der Praxis nachgewiesen. Nein, korrekterweise muss dies heissen: Das, was Gerd durch seine Messungen und fachtechnischen Tüfteleien herausgefunden hat, habe ich per Simulation bestätigen können. Gerd hatte die 3,5-Wdg.-Helix-Antenne von Hans, DK7LG nachgebaut und diese letztendlich auf 2 Windungen reduziert. Die Anpassungmethode mit dem Fähnchen – diese wurde mir von Gerd und Hans detailliert beschrieben – finde ich genial. In der folgenden Tabelle werden die ersten Ergebnisse zusammengefasst dargestellt. Als Referenz wurde die POTY-Antenne mit einem 106 mm Reflektor hinzugefügt. Der bisher anhand des Äquivalentmodells festgestellte leichte Gewinnvorteil der 3-Wdg.-Helixantenne gegenüber der POTY-Antenne konnte hier nicht bestätigt werden.

Helix-ErregerGewinn in dBicdi=38,8 mms=27 mmReflektor106 mmWirkungsgrad in %Gewinn in dBicdi=38,8 mms=27 mmReflektor 125 mmWirkungsgrad in %Gewinn in dBicdi=49,0 mms=34,1 mmReflektor 106 mmWirkungsgrad in %
POTY24,652
2 Wdg.24,55024,75324,955
3 Wdg.24,65224,85423,439
3,5 Wdg.24,75324,95522,431
4 Wdg.24,95525,05721,827
5 Wdg.25,26025,36120,520

Tabelle: Gewinn von Helixerregern im Offset-Parabolreflektor OP100

Fazit: Beim Einsatz von Helix-Antennen zusammen mit Parabolreflektoren darf das Umfang/Lambda-Verhältnis nicht beliebig verändert werden! Im Beispiel wurde für die 2-Wdg.-Helix 2.0 die Design-Frequenz 1900 MHz verwendet. Dies ist nur für 2-Wdg.-Helix optimal und führt bei Erhöhung der Windungszahl zu extremen Gewinneinbußen. Der erreichte Antennengewinn der 2-Wdg.-Helix 2.0 entspricht dem einer 4-Wdg.-Helix nach W1GHZ-Design, also schon ziemlich optimal. Wenn man es sich leisten kann, bringt die Vergrösserung des Helix-Reflektors auf 1 x Lambda weitere geringe Gewinnzuwächse.

Achtung; Die niedrigste Design-Frequenz sollte ca. 1800 MHz sein! Diese entspricht einem maiximalen Wendel-Innendurchmesser von kleiner 52 mm. Unterhalb von 1800 MHz – also bei noch größerem Wendeldurchmesser würde man den stabilen axialen Mode der Helixantenne für 2400 MHz verlassen, der u. a. ein undefiniertes Verhalten Abstrahlungsverhalten und einen erkennbaren Gewinnrückgang zur Folge hätte (siehe hierzu auch Helix 2.0)

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Vergleich von Helixerregern im OP100-Offset-Parabolreflektor

Die folgende grafische Darstellung zeigt den Vergleich einer 2-Wdg.-Helix 2.0 mit einer 3,5-Wdg.-Helix, einer 4-Wdg.-Helix, einer 5-Wdg.-Helix und einer 6-Wdg.-Helix als Erregersystem im OP100 von Gibertini. Die Helixantennen befinden sich als Sendeantennen auf einem 100-mm-Reflektor ohne Loch, der sich jeweils in der Brennpunktebene befand. Dadurch kann es zu geringen Abweichungen bei den absolut erreichbaren Gewinnen kommen, aber die Relationen zueinander bleiben erhalten.

Bild: Gewinn von 2400-MHz-Helixerregern oberhalb von 3 Windungen im OP100 – Offset-Parabolreflektor

Die “krummen” Innendurchmesserwerte resultieren aus den 100-MHz-Schritten der Designfrequenz-Änderungen. Es wird der axiale Bereich von 1800 MHz bis 3000 MHz – entsprechend Umfang/Lambda = 1,33 bis Umfang/Lambda = 0,80 untersucht. Das W1GHZ-Design – das als Standard-Design für Helix-Antennen empfohlen wird und in der bekannten Helix-Literatur propagiert wird – ist mit Umfang/Lambda = 1,0 bei einem Durchmesser von 38,8 mm zu finden. Abweichend zu den Helixerregern mit anderen Windungszahlen zeigt die 2-Wdg.-Helix einen quasi linearen Gewinnzuwachs proportional zum Helix-Innendurchmesser. Die Kurven zeigen u. a. auch deutlich, dass Helixantennen mit mehr als 2 Windungen für 2400 MHz unabhängig von ihrer Windungszahl den maximalen Innendurchmesser von ca. 44 mm oder kleiner (siehe 6-Wdg.-Helix) nicht überschreiten sollten, wenn der maximal mögliche Gewinn gewährleistet sein soll. 

Wie wir bereits wissen, verhält sich der Gewinn von Helixantennen ohne Parabolreflektor u. a. proportional zu deren Windungszahl. Als Erregersystem in Offset-Parabolreflektoren wird der maximal erreichbare Antennensystemgewinn – je nach Reflektor – bereits mit 5 bis 5,5 Windungen erreicht.  Der Gewinnverlauf des 6-Wdg.-Erregersystems zeigt deutlich, dass beim W1GHZ-Design kein Gewinnzuwachs gegenüber dem des 5-Wdg.-Helixerregers erfolgt und sogar kurz dahinter bereits niedriger ist.

Alle Benutzer von 3-Wdg.-, 3,5-Wdg.- oder 4-Wdg.-Helixerregern “verschenken” wegen der größeren Überstrahlung möglichen Antennengewinn (siehe Bild oben). Bereits beim W1GHZ-Design mit U/L = 1 kann es die 2-Wdg.- Helix schon mit der 3,5-Wdg.-Helix aufnehmen und hat letztendlich ca. 0,6 dB mehr Gewinn. Oberhalb von ca. 44 mm Innendurchmesser nimmt der Antennensystemgewinn von allen Helix-Erregern mit mehr als 2 Windungen rapide und proportional zur Windungzahl ab. Der 2-Wdg.-Helixerreger erreicht mit dem maximalen 51,7 mm Innendurchmesser fast den gleichen Antennensystemgewinn wie der 5-Wdg.- bzw. 6-Wdg.-Helixerreger!

Fazit: Mit einem optimal designten 2-Wdg.-Helixerreger wird nahezu der maximal mögliche Antennensystemgewinn von den üblichen TV-Offset-Reflektoren erreicht (siehe Bild oben)! Alle anderen Windungszahlen von >2 bis 6 bringen keine signifikanten besseren Ergebnisse.

Diese Erkenntnisse sind durchaus – unter Berücksichtigung der äquivalenten Gewinnreduzierungen – auf kleinere Offset-Reflektoren übertragbar, wenn man sich mit dem Erregersystem nicht im reaktiven Bereichs des Reflektors befindet. Hierzu wird demnächst eine weitere Untersuchung mit meinem 35-cm-Offset-Parabolreflektor erfolgen.

Nachtrag: Nachdem ich von Gerhard, DC5HN erfahren habe, dass eine 2-Wdg.-Helix im großen Offset-Parabolreflektor nicht das absolute Optimum darstellen würde, habe ich weitere Untersuchungen mit einer Helix 2.0 auf einem 100-mm-Reflektor im OP100 durchgeführt. Die YATT-Helix wurde für den 350-mm-Offsetparabolreflektor optimiert. Deshalb unterblieben detaillierte Vergleichs-Untersuchungen im OP100. Diese wurden nun für eine 2,5-Wdg.- und 3 -Wdg.-Helix nachgeholt. Die Ergebnisse werden im folgenden Diagramm dargestellt.

Diagramm: Gewinn von 2400-MHz-Helixerregern bis 3 Windungen im OP100 – Offset-Parabolreflektor

Die Ergebnisse zeigen deutlich, dass eine 2-Wdg.-Helix in einem größeren Offset-Parabolreflektor ein guter Kompromiss ist, da diese allen höherwindigen Helixantennen überlegen ist. Eine Ausnahme zeigt jedoch auch hier die 2,5-Wdg.-Helix. Im Gegensatz zum Ergebnis im 350-mm-Offsetreflektor, der mit dieser bereits einen Gewinnrückgang von ca. 0,5 dB zeigt (siehe Diagramm weiter unten), ist im 940-mm-Offsetreflektor mit dem verwendeten Simulationsmodell ist im Durchmesserbereich von ca. 49 mm ein Gewinnzuwachs von mindestens ca. 0,2 dB zu erkennen, der bei einer Optimierung durchaus noch ein wenig steigen könnte. 

Fazit: Die 2-Wdg.-YATT-Helix ist optimal für einen kleinen Offsetreflektor geeignet. Wer diese nur im großen Offsetreflektor bei optimalem Gewinn einsetzen möchte, der sollte eventuell eine YATT-Helix (siehe Diagramm oben) mit maximal 2,5 Windungen und ca. 49 mm Wendelinnendurchmesser verwenden.

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Erste Untersuchungen mit dem 35-cm-Offset-Reflektor

Im Portabelbetrieb via QO100 benutze ich die erste Satelliten-Antenne, die für das Wohnmobil beschafft wurde, als Sendeantenne für den Uplink. Inzwischen gibt es für den Satellitenempfang einen 60-cm-Offset-Parabolreflektor, der auch für den Empfang von QO100 (siehe ganz vorn Bild 1) verwendet wird. Bisher habe ich diesen 35-cm-Reflektor mit einer Sendeleistung von ca. 10 Watt zufriedenstellend an einer POTY-Antenne betrieben.

Über diesen 35-cm-Offset-Reflektor habe ich keine Herstellerdaten. Aber die wirksame Reflektorfläche beträgt in der Breite 350 mm und in der Höhe 380 mm. Als Tiefe habe ich 31 mm gemessen. Wenn man davon ausgeht, dass die Projektion des Reflektors auf die Cosinusebene ein Kreis ist, dann kann man den Offsetwinkel des Reflektors nach der folgenden Gleichung ermitteln:

Offsetwinkel = arccos ( Breite / Höhe)

Für diesen Reflektor ergibt sich ein Offsetwinkel von 22.9°, also ~23°. Nun kann ich nach der Gleichung von John Legon die Fokuslänge bestimmen.

Brennweite = Reflektor-Breite / 16 x Tiefe x Reflektor-Höhe

Oder für den TV-SAT-Reflektor ein mittleres f/D von 0,65 unterstellen. Beide Methoden liefern eine identische Brennweite von ca. 228 mm. Anschliessend kann ich nach den Gleichungen von HB9PZK die Offsethöhe und den Brennpunktwinkel bestimmen und letztendlich mein Simulationsmodell erstellen. 

Für die in der folgenden Tabelle dargestellten Ergebnisse wurden Reflektoren ohne LNB-Öffnungen benutzt. Diese Löcher können zu leichten Gewinnreduzierungen führen, dies ändert aber nichts an den tendenziellen Ergebnissen. Die Reflektoren aller Erregersysteme wurden im Fokuspunkt des 35-cm-Offset-Reflektors positioniert.

Helix-ErregerGewinn in dBicdi=38,8 mms=27 mmReflektor106 mmWirkungsgrad in %Gewinn in dBicdi=49,0 mms=34,1 mmReflektor 85 mmWirkungsgrad in %Gewinn in dBicdi=49,0 mms=34,1 mmReflektor 106 mmWirkungsgrad in %
POTY15,546
2 Wdg.15,54616,35516,150
3 Wdg.15,24314,637
3,5 Wdg.15,14213,932
4 Wdg.15,44514,637

Tabelle: Gewinn mit Helixerregern im 35-cm-Offset-Parabolreflektor 

Bewertung: Mit den Helix-Antennen (W1GHZ-Design) wird auch hier bereits bei 2 Windungen der maximale Gewinn mit 15,5 dBic erreicht, der aber identisch mit dem Gewinn einer POTY-Antenne ist. Eine Helix-Antenne mit 3,5 Windungen schneidet erstaunlicherweise am schlechtesten ab. Dies wird wohl an der ungünstigeren Fokussierung liegen. Die 2-Wdg.-Helix (1900-MHz-Design U/L=1,26) mit Innendurchmesser 49,7 mm und der Steigung 34,1 mm erzielt mit 16,1 dBic den theoretisch höchsten Gewinn. Dieser könnte noch durch eine Reduzierung des Reflektordurchmessers auf 85 mm um weitere 0,2 dB auf 16,3 dBic erhöht werden.

Fazit: Bei kleinen Offset-Reflektoren – hier ein 35-cm-Offset-Reflektor – befindet man sich mit längeren Helixstrukturen offensichtlich schon im reaktiven Bereich und kann mit der Reflektorposition im Brennpunkt keinen optimalen Gewinne erzielen. Zwischen beiden Reflektoren kommt es offensichtlich zu nicht definierbaren Interaktionen bzw. sind die Phasenzentren der jeweiligen Helixerreger sehr verschieden. Dies gilt es weiter zu untersuchen.

In diesem Fall hat die POTY-Antenne mit einer Phasenfront – die Ergebnisse zeigen dies – einen gravierenden Vorteil: Also kleine Offset-Reflektoren erzielen mit POTY-Antennen als Erregersystem höhere bzw. mindestens gleiche Gewinne als mit Helixerregern nach W1GHZ-Design!

Auch hier zeigt sich, dass die bisher festgestellten Erkenntnisse der 2-Wdg.-Helix (1800-MHz-Design) im Zusammenhang mit größeren Parabolreflektoren auch hier ihre Gültigkeit haben!

Unter üblichen Bedingungen sind Gewinnzuwächse von mehreren dB gegenüber den üblichen Helixerregern (W1GHz-Design) auch mit diesem 2-Wdg.-Helix-Erregersystem nicht möglich, weil beide der gleichen Physik unterliegen!

Wenn anstelle der POTY-Antenne ein 2-Wdg.-Helixerreger (1800-MHz-Design) verwendet wird, dann lässt sich mit einem optimierten Helix-Reflektor der Antennengewinn um weitere 0,2 dB auf ca. 16,3 dBic steigern!

Dieses Ergebnis motiviert mich, für meine Portabelstation eine 2-Wdg.-Helix zu bauen und in der Praxis mit der POTY-Antenne zu vergleichen!

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Vergleich von Helixerregern im 35-cm-Offset-Parabolreflektor

Nach den ersten Untersuchungen mit einem 35-cm-Offset-Parabolreflektor, die etwas abweichende Ergebnisse zum OP100 zeigten, wurden weiterführende Simulationen mit Helixerregern durchgeführt. Die Ergebnisse werden in der folgenden grafischen Darstellung zusammengefasst.

Diagramm: Gewinn bei 2400 MHz mit verschiedenen Helixerregern im 35-cm-Offset-Parabolreflektor

Wie bereits erwähnt und vermutet wurde, kommt es bei kleineren Parabolreflektoren zusammen mit Helixerregern > 2 Windungen wegen der relativ großen räumlichen Dimensionen und deren Nähe zum Offset-Reflektor – dies bedeutet, dass sich der Reflektor im bereits reaktiven Nahfeld der mehrwindigen Helixerregern befindet – zu nicht vorhersehbaren Wechselwirkungen und damit einhergehenden Gewinneinbußen. 

Wegen der Vergleichbarkeit mit den Ergebnissen im OP100-Reflektor wurde hier ebenfalls ein 100-mm-Reflektor ohne Loch in der Brennpunktebene positioniert. Dies führt zwar nicht immer zu optimalen Gewinnen, hat aber keinen relevanten Einfluß auf das tendenzielle Verhalten der Erregersysteme.

Im obrigen Diagramm zeigen die Helixerreger als Funktion des Innendurchmessers tendenziell zwar das gleiche Verhalten wie im OP100-Reflektor, aber die Gewinnverläufe der untersuchten Helixerreger unterscheiden sich beim W1GHZ-Design mit 38,8 mm untereinander kaum noch und liegen alle unterhalb dem des 2-Wdg.-Helixerregers. Der Gewinn des 4-Wdg.-Helixerregers hat als einziger bei kleineren Durchmessern etwas höhere Werte als der 2-Wdg.-Helixerreger.

Fazit: Die Ergebnisse zeigen, dass mehrwindige Helixantennen kein optimales Erregersystem für den 35-cm-Offset-Parabolreflektor sind! Die Helix 2.0 mit 2 Windungen ist bereits im W1GHz-Design allen mehrwindigen Helixerregern überlegen. Gegenüber einem 3,5-Wdg.-Helixerreger ist letztendlich sogar ein Gewinnzuwachs von ca. 1,3 dB zu erwarten und dieser liegt auch noch ca. 1dB oberhalb dem der POTY-Antenne!

Ein einfaches und optimales Erregersystem für 350-mm-Offset-Parabolreflektoren ist demnach die Helix 2.0 mit ca. 16,5 dBic Antennensystemgewinn und exakt 2 Windungen mit einem Innendurchmesser von < = 51,7 mm!

Die vorherigen Ergebnisse zeigen aber auch, dass die POTY-Antenne mit ca. 15,5 dBic aufgrund ihrer flachen Konstruktion und der daraus resultierenden Phasenfront als Erregersystem im 35-cm-Parabolreflektor eine gute Alternative zu allen Helixerregern mit mehr als 2 Windungen ist!

Beachte: Weiterhin gilt auch hier, dass der Innendurchmesser des Wendels von mehrwindigen Helixerregern nicht > 44 mm sein sollte, wenn der maximal mögliche Gewinn gewährleistet sein soll!

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Wissenswertes über Helixantennen

Die Helixantenne ist eine Wendelantenne mit einem Reflektor, die überwiegend in den oberen Frequenzbereichen des Amateurfunks eingesetzt wird, um eine zirkulare Polarisation zu erzeugen. Die Polarisationsrichtung wird durch den Wickelsinn des Helixdrahtes bestimmt. Schaut man vom Reflektor in Richtung der Helixwendel, so ist bei linksdrehender zirkularer Polarisation (LHCP) der Wickelsinn des Helixdrahtes links herum. Bei rechtsdrehender zirkularer Polarisation (RHCP) ist dem entsprechend der Wickelsinn des Helixdrahtes rechts herum.

Helixantennen haben über einem weiten Frequenzbereich unterschiedliche Modi. Die Eingangsimpedanz einer Helixantenne verhält sich weit unterhalb der Arbeitsfrequenz (Drahtlänge << Lambda) prinzipiell wie eine Hochfrequenzleitung im Leerlauf, das heisst, dass sich niederohmige Serienresonanzen und hochohmige Parallelresonanzen des Helixdrahtes mit steigender Frequenz abwechseln. Die Abstrahlung ist in diesem Frequenzbereich radial bis die Helixantenne dann irgenwann – das ist ca. 25 % unterhalb der gewählten Arbeitsfrequenz – in den stabilen Axialmode übergeht und dann axial zirkular abstrahlt. 

Helixantennen haben im Axialmode eine sehr grosse Bandbreite von ca. +/- 25 % der Arbeitsfrequenz bei der die Eingangsimpedanz niederohmig und annähernd konstant ist. Die Helixantenne arbeitet dann als Wanderwellen-Antenne.

            G (dBic) = 10*log [15 *(Umfang/Lambda)*Windungszahl *Steigung/Lambda

Alle Helix-Kalkulatoren im Internet und viele Afu-Fachpublikationen (Rothammel etc.) – manchmal auch bekannte Antennenhersteller – benutzen diese Formel, um den Gewinn von Helixantennen zu bestimmen. Auch ältere realisierte Helixantennen-Projekte geben viel zu hohe Gewinne nach dieser Formel an.

Inzwischen ist bekannt, dass der kalkulierte Gewinn von Helixantennen nach der Theorie von John D. Kraus zu optimistisch ist. In der Praxis soll dieser um einige dB niedriger sein. Deshalb sollte man die im Internet verfügbaren Helix-Kalkulatoren nicht für ernsthafte Berechnungen verwenden, denn die meisten zeigen alle viel zu hohe Gewinne an und ganz besonders für längere Helixantennen. Seriösere Berechnungstools begrenzen die Eingabe der Windungszahl auf maximal 20 Windungen. Früher habe ich mich darüber gewundert, aber inzwischen weiss ich, dass dies sinnvoll ist (siehe hierzu auch Tabelle 1a). Weiterhin ist inzwischen bekannt, dass der maximale Gewinn bei ca. 15 bis 16 dbic liegt und oberhalb von 7 Lambda – bei 2400 MHz entsprechend ca. 875 mm Helixlänge (>= 30 Windungen) – kein Gewinnzuwachs mehr erfolgt.

Auch ich habe vor ca. 40 Jahren den Gewinnangaben dieser Formel vertraut und mir eine 28-Wdg.-Helixantenne gebaut (siehe Bild 3), die ich inzwischen aber auf 18 Windungen gekürzt habe.

Mechanische Kenngrößen von Helixantennen

In den bekannten Amateutfunk-Publikationnen werden für die Berechnungen und das Design von Helixantennen die Formeln nach Kraus benutzt. Diese gehen von mindestens 3 Windungen und einem Umfang/Lambda-Verhältnis =1,0 aus. Die nach diesen Vorgaben designten Helixantennen funktionieren auch als mehrwindiges Erregersystem zusammen mit Parabolreflektoren. Die Auswirkungen von Abweichungen bzw. Variationen von diesen Standardvorgaben – wie z. B. bei der HELIX 2.0 – lassen sich durch enisprechende Design- und Berchnungstools für die jeweilige Helix-Antenne berechnen. Die Eignung als Erregersystem für einen Parabolreflektor muss jedoch für jede Applikation separat untersucht bzw. bewertet werden.

Wendelumfang / Wendeldurchmesser

Der Umfang der Helixwendel soll nach Kraus für die Arbeitsfrequenz ungefähr Lambda x Pi  sein. Das Umfang/Lambda-Verhältnis ist diesem Fall U/L = 1,0. Daraus resultiert ein Wendeldurchmesser von ca. 0,31 x Lambda. Bei 2400 MHz sind das ca. 38,8 mm (W1GHZ-Design).

Im stabilen Aximalmode soll der Wendelumfang im Bereich von 0,75 (3/4) bis zu 1,33 (4/3) x Lambda sein. Dies entspricht für 2400 MHz einem Wendelinnendurchmesser von minimal ca. 30 mm bis maximal ca. 53 mm oder einem Frequenzbereich von ca. 1800 MHz bis 3200 MHz. Oberhalb und unterhalb von diesen Frequenzen bzw. Wendeldurchmessern arbeitet eine Helix für 2400 MHz nicht mehr im stabilen Axialmode und geht in einen gestörten bzw. undefinierbaren Zustand über.

Wenn man bei konstanter Windungszahl den Wendeldurchmesser (U/L > 1) vergrößert, steigt der Gewinn einer Helix-Antenne. Aber es gibt dann auf der Helixwendel aber andere Phasenverhältnisse wie beim U/L = 1 (W1GHZ-Design). Wie sich dies als Erregersystem zusammen mit einem Parabolreflektor auswirkt, müsste für jeden Einzelfall untersucht werden.

Achtung: Das U/Lambda-Verhältnis von mehrwindigen Helix-Erregern auf 2400 MHz für Offset-Parabolreflektoren darf maximal 1,1 sein – dies entspricht einem Wendeldurchmesser von ca. 44 mm -, damit es bei den üblichen Windungszahlen nicht zu Gewinneinbußen kommt. Wenn bei 2400 MHz der Wendeldurchmesser > 45 mm gewählt wird, muss dann die Windungszahl reduziert werden. Fur 50 mm Wendelinnendurchmesser haben sich exakt 2 Windungen als optimales Erregersystem erwiesen.

Hinweis: Sollte jemand einen Helixerreger mit  z. B. 3,5 Windungen und ca. 50 mm Wendeldurchmesser verwenden, so kann er diesen getrost sofort auf exakt 2 Windungen kürzen. Nach einem Neuabgleich der Anpassung geht dann das “Licht” an. Es ist – je nach der konstruktiven Ausführung des Helixerregers – sendeseitig mit einer Pegelzunahme von ca. 2 bis 3 dB zu rechnen!!!

Mein Namensvetter Guenther, DC9VD hat dies mit seinem Helixerreger auf mein Hinweis hin getan und sich anschliessend für den guten Tipp bei mir bedankt.

Es widerspricht also nicht der Physik, wenn man mit 2 Windungen (U/L=1,33) als Helix-Erregersystem in einem Offset-Parabolreflektor einen höheren  Antennengewinn als mit 3 oder 4 Windungen (U/L =1) erzielt (siehe Gewinnformel von Kraus)!!!

Steigungswinkel 

Der Steigungswinkel bestimmt den Wicklungsabstand. Dieser soll zwischen 12° und 15° betragen. Zulässig sind 6° bis 24° und üblich sind 14° entsprechend 0,24 x Lambda. Bei 2400 MHz entspricht das eine Steigung von ca. 30 mm.

Reflektordurchmesser

Der Reflektordurchmesser einer Helixantenne soll mindestens 0,5 x Lambda bzw. 2 x Innendurchmesser des Wendels betragen. Bei 2400 MHz wären das ca. 62,5 mm für Lambda/2 bzw. 2 x 38,8 mm = 77,6 mm (Wendeldurchmesser nach W1GHZ-Design). Also wird hier der minmale Reflektordurchmesser durch den Wendeldurchmesser bestimmt. Ein großer Reflektor erhöht den Gewinn einer Helixantenne, ist aber im Zusammenhang mit PFR-Reflektoren wegen der zunehmenden Aperturblockierung eher hinderlich. Für den jeweiligen Parabolreflektor – besonders bei kleineren Reflektoren – sollte jeweils das Optimum ermittelt werden. Ohne Reflektor funktioniert eine Helixantenne nicht!

Drahtdurchmesser

Der Wendeldrahtdurchmesser soll nach einigen Publikationen mindestens 0,01 x Lambda und nach anderen mindestens 0,02 x Lambda sein, also mindestens 1,5 mm bis 2,5 mm bei 2400 MHz betragen. Auch dünnere Drahtdurchmesser haben sich nach vorliegenden Informationen in anderen Applikationen bewährt. Meine Helix-Erreger mit 1,4 mm, 1,8 mm und 2 mm Drahtdurchmesser funktionieren hervorragend. Dickere Drähte haben einen marginal höheren Antennengewinn zur Folge.

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Elektrische Kenngrößen von Helixantennen

Die elektrischen Kenngrößen einer Helixantenne werden durch die mechanischen Kenngrößen vorgegeben. Der Nachbau einer Helix-Antenne selbst ist ziemlich unkritisch. Den Drahtdurchmesser, die Helixsteigung, den Helixdurchmesser und den Reflektordurchmesser kann man durchaus in den zulässigen Grenzen variieren. Man sollte aber wissen bzw. untersuchen, welche Auswirkungen dies zusammen mit Parabolreflektoren haben könnte. Wenn man aber eine Helixantenne mit bestimmten Kenndaten haben möchte, sollten die Design-Vorgaben schon eingehalten werden.

“Resonanzfrequenzen” von Helixantennen

Bevor Helixantennen in den stabilen Axialmode übergehen, zeigt die Eingangsimpedanz – als Funktion der Frequenz in Abhängigkeit von der Drahtlänge des Wendels – abwechselnd niederohmige Serienresonanzen und hochohmige Parallelresonanzen. Im stabilen Axialmode – das ist Bereich von ca. 0,75 x Umfang/Lambda bis 1,33 x Umfang/Lambda entsprechend 1800 MHz bis 3200 MHz für die Arbeitsfrequenz 2400 MHz – gibt es im Gegensatz zu anderen Draht-Antennen kein eindeutiges resonantes Verhalten der Eingangsimpedanz, da die Helixantennen hier als Wanderfeld-Antennen arbeiten.

Im Axialmode haben Helixantennen eine sehr hohe Bandbreite von ca. +/- 25% bei der die Eingangimpedanz ein quasi konstantes “niederohmiges” Verhalten mit einer geringen Welligkeit aufzeigt (siehe hierzu das folgende Bild 1). Ein selektives, also ein resonantes Verhalten der Eingangsimpedanz einer Helixantenne ist im Axialmode nicht vorhanden! Im Gegensatz zu frequenzselektiven Draht-Antennen, die für eine Resonanzfrequenz spezifiziert werden, haben Helixantennen eine sehr hohe Bandbreite.

Erst zusammen mit dem Impedanztransformator – meistens eine Lambda/4-Leitung -, der für die Arbeitsfrequenz ausgelegt wird, zeigt sich dann im Bereich der Arbeitsfrequenz ein selektives Verhalten der Eingangsimpedanz, das durch Frequenzabhängigkeit des Lambda/4-Transformators verursacht wird! Die beste Anpassung sollte dann mit der gewählten Arbeitsfrequenz übereinstimmen!

Trotz der hohen Bandbreite einer angepassten Helixantenne zeigt diese nur auf der Arbeitsfrequenz ein optimales axiales Verhalten im Strahlungsdiagramm. Vermutlich wird dieses Verhalten von vielen Anwendern irrtumlich als “Resonanzfrequenz” interpretiert.

Hinweis: Eine Helixantenne hat im stabilen Axialmode keine spezifische Resonanzfrequenz!!!

Leider werden die irreführenden Begrife “Resonanzfrequenz bzw. Abgleich der Resonanzfrequenz” von Helixantennen fälschlicherweise in vielen Publikationen – auch in bekannten AFu-Fachzeitschriften – immer wieder verwendet. Eine entsprechende Helixantenne lässt sich aber im Frequenzbereich des stabilen Axialmode – also innerhalb der Bandbreite von ca. +/- 25% – auf allen gewählten Arbeitsfrequenzen anpassen! Die wäre bei einer spezifischen Resonanzfrequenz nicht möglich.

Dieser Absatz über die “Resonanzfrequenz” von Helixantennen wurde nachträglich eingefügt, um noch einmal deutlich darauf hinzuweisen, dass es diese im Axialmode einer Helixantenne nicht gibt. Durch diesen Nachtrag kann es in den folgenden Abschnitten zu nicht beabsichtigten Wiederholungen kommen.

Eingangsimpedanz von Helixantennen

Helixantennen haben im stabilen Axialmode – das ist der Mode in dem wir sie betreiben – eine sehr große Bandbreite von ca. +/- 25 %, das heißt z. B. bei einer Mittenfrequenz 2400 MHz mindestens von 1800 MHz bis 3000 (3200) MHz. In diesem großen Bandbreitenbereich ist die Einganzimpedanz relativ konstant und bewegt sich ab 2 Windungen bei einem 3-mm-Draht ca. 3 mm über dem Reflektor in diesem Frequenzbereich von 60 Ohm (VSWR 1,2) bis ca. 160 Ohm (VSWR 3,2). Dies bedeutet, dass eine Impedanz-Anpassung erforderlich ist, die in den meisten Fällen die hohe Bandbreite einer Helixantenne reduziert. Es gibt viele Anpassungsvarianten, aber überwiegend wird die breitbandige Lambda/4-Leitungstransformation in unterschiedlichen konstruktiven Ausführungen benutzt.

Der Kurvenverlauf der Eingangsimpedanz wird bei Helixantennen mit mehr als 2 Windungen in erster Linie durch die Drahtlänge der Wendel bestimmt (siehe Bild 1). Obwohl 2400-MHz-Helixantennen mehrere hundert MHz Bandbreite haben, wird der selektive S11-Verlauf, der durch die frequenzabhängige Lambda/4-Transformationsleitung verursacht wird, in diversen Publikationen und vielen OM fälschlicherweise als “Resonanzfrequenz” oder “Resonanzpunkt” der Helixantenne bezeichnet.

Es handelt sich hierbei lediglich um den Anpassungsverlauf. Dieser sollte mit seinem Maximum selbstverständlich auf der gewünschten Arbeitfrequenz von 2400 MHz liegen. Ist das nicht der Fall, so hat dies keinen negativen Einfluß auf das funktionale Verhalten der Helixantenne, weil nur die Anpassung nicht optimal ist. Der S11-Wert sollte möglichst hoch sein, hat aber keinen negativen Einfluß auf die Helix-Kennwerte, wenn dieser z. B. nur 20 dB statt 24 dB beträgt.

Hinweis: Die Anpassung der Eingangsimpedanz – es gibt im breitbandigen Axialmode keine “Resonanzpunkte / Resonanzfrequenzen” – einer Helixantenne sollte deshalb immer nur am Speisepunkt bzw. an der Lambda/4- Transformationsleitung oder anderen Anpassungselementen erfolgen!

Die Eingangsimpedanz einer Helixantenne hängt im Axialmode von vielen Faktoren (u. a. Wendeldurchmesser, Steigung, Reflektorgröße etc.) ab, aber hauptsächlich wird diese durch die Drahtstärke des Wendels und dessen Abstand zum Reflektor bestimmt.

Die durchgeführten Untersuchungen beziehen auf Helixantennen mit 38,8 mm Durchmesser, 12,5° Steigung, 3 mm Drahtstärke und 0,8 x Lambda Reflektordurchmesser. das sogenannte W1GHZ-Design. Das folgende Bild 1 zeigt, dass die 3-Wdg-Helix bereits ein “Sonderfall” ist und ein etwas abweichendes Impedanzverhalten als die anderen Helixantennen zeigt. Noch extremer verhält sich die Eingangsimpedanz einer 2-Wdg.-Helixantenne. Aber ab 4 Windungen zeigt der Verlauf der Eingangsimpedanz ein bestimmtes Verhalten. Pro zusätzlicher Windung wird die Wendellänge einer Helixantenne um 1 x Lambda verlängert.

Die ganzzahligen Windungszahlen – hier 4 und 6 Windungen – zeigen bei 2400 MHz ein nahezu gleiches Impedanzverhalten, dessen Wert dann maßgeblich durch den Drahtabstand zum Reflektor bestimmt wird (siehe hierzu auch Bild 2). Das gleiche Impedanzverhalten zeigten auch die ungradzahligen Windungszahlen – hier 5 und 7 Windungen -, aber insgesamt ca. 20 Ohm niederohmiger. Der Blindwiderstand hat einen vergleichbaren Verlauf und ist im relevanten Frequenzbereich kapazitiv und hat je nach Drahtabstand Werte zwischen ca. 15 Ohm und 35 Ohm. 

Dieses tendenzielle Verhalten der Eingangsimpedanz von Helixantennen wurde nur auf einer weiteren Frequenz – selbstverständlich mit anderen Impedanzwerten – ebenfalls nachgewiesen. Eine allgemeine Gültigkeit dieses Verhaltens von Helixantennen wurde nicht untersucht.

Bild 1: Verlauf der Eingangsimpedanzen von 2400-MHz-Helixantennen mit 3 mm Drahtstärke und 1 mm Abstand

Das folgende Bild 2 zeigt beispielhaft, dass z. B. der tendenzielle Impedanzverlauf einer 4-Wdg.-Helixantenne mit 3 mm Drahtdurchmesser – dieser wird ja maßgeblich durch Wendellänge / Windungszahl bestimmt – auch bei verschiedenen Abständen erhalten bleibt. Die Eingangsimpedanz einer Helixantenne steigt proportional mit dem Drahtabstand zum Reflektor.

Die anderen Helix-Kennwerte, wie z. B. der Gewinn und der Öffnungswinkel, werden durch die Abstandsvariation nicht erkennbar beeinflusst!

Man kann also durch mechanische Höhenveränderungen (Abgleich) die passende Eingangsimpedanz für die Lambda/4-Transformationsleitung finden, um die gewünschten 50 Ohm an der Anschlussbuchse der Helixantenne zu erhalten.

Bild 2: Eingangsimpedanz einer 4-Wdg.-Helix für 2400 MHz bei verschiedenen Drahtabständen zum Reflektor

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Gewinn und Öffnungswinkel von Helixantennen

Der Gewinn und der Öffnungswinkel einer Helixantenne im Axialmode wird maßgeblich durch die Windungszahl, den Wendeldurchmesser und die Steigung des Wendels bestimmt. Der Öffnungswinkel verhält sich wie bei allen anderen Antennen reziprok zum Antennengewinn. Bei konstantem Wendeldurchmesser und steigender Windungszahl erhöht sich der Gewinn einer Helixantenne bei gleichzeitiger Reduzierung des Öffnungswinkels.

Auch der Wendeldurchmesser hat einen nicht unerheblichen Einfluß auf den Gewinn einer Helixantenne. Nach der Gewinnformel von Kraus geht das Verhältnis Umfang / Wellenlänge quadratisch in die Berechnung ein. Somit können zwei Helix-Antennen mit gleicher Windungszahl, aber unterschiedlichem Wendeldurchmesser durchaus einen unterschiedlichen Gewinn aufzeigen. Proportional zum Wendeldurchmesser steigt der Gewinn bei gleichzeitiger Reduzierung des Öffnungswinkels. Diesen Sachverhalt sollte man im Zusammenhang mit der Anwendung in Parabolreflektoren unbedingt berücksichtigen.

Hinweis: Allen Unkenrufen zum Trotz: Gemäß der Gewinnformel von Kraus (siehe weiter oben) kann ein Helixerregersystem mit 2-Wdg. zusammen mit einem Offset-Parabolreflektor einen gleichwertigen bzw. höheren Antennengewinn erzielen, als ein übliches Erregersystem (U/L=1) mit z. B. 3,5 oder 4 Windungen!!!

Auch die Reflektorform und Reflektorgröße von Helixantennen haben einen nicht unerheblichen Einfluß auf den Gewinn.

RHCP-Helixantennen für den QO100-Uplink

Soll eine Helixantenne ohne Parabolreflektor verwendet werden, dann sollte der Helix-Reflektor möglichst groß sein, damit ein optimaler Antennengewinn und ein hohes Vor-/Rückverhältnis erzielt werden kann. Eine einzelne Helixantenne mit 21 Windungen hat einen Gewinn von ca. 15.5 dBic. Dieser Gewinn ist mit dem eines 35-cm-Parabolreflektors oder einer 4er-Patchgruppe annähernd vergleichbar. Mit einer 4er-Helixgruppe können ca. 18 dBic erreicht werden.

Hinweis: Einzelne Helixantennen mit üblichen Reflektoren (0.75 bis 1 x Lambda) und mit Gewinnangaben >= 18 dBic können getrost der Kategorie “Wunderantennen” zugeordnet werden und deren Erwerb/Nachbau sollte man deshalb nicht in Erwägung ziehen. Die Helixantenne in Bild 3 (28 Windungen) habe ich vor ca. 35 Jahren nach den verfügbaren Literaturangaben gebaut. Mit den aktuellen Erfahrungen/Kenntnissen würde ich dieses Projekt nicht mehr realisieren. Inzwischen wurde diese Eigenbau-Helixantenne ohne erkennbare Gewinneinbuße auf 18 Windungen reduziert.

Simulationen auf Basis der W1GHZ-Helix (3 mm Draht, 4 mm Abstand, Steigung 12.5° etc.) ergaben auf 2400 MHz einen akzeptablen Gewinnzuwachs bis ca. 5*Lambda (ca. 22 Windungen), der dann bis 30 Windungen unbedeutend wird und oberhalb von 30 Windungen sogar negativ wird, weil die Nebenkeulen sehr stark ansteigen. Eine einzelne Helixantenne mit maximal ca. 16 dBic Gewinn für den QO100 Uplink erfordert mindestens eine Sendeleistung von 20 Watt (43 dBm) an der Antenne, wenn der eigene Transpondersignalpegel dem der CW-Bakenpegel (59 dBm) entsprechen soll. Eine Zusammenfassung der Simulationsergebnisse zeigt die folgende Tabelle 1a. Diese zeigt u. a. deutlich, dass man keine Helixantenne > 18 Windungen bzw. > 4 Lambda Länge bauen sollte, da ab dieser Windungszahl der Gewinnzuwachs schon deutlich abnimmt und die Nebenzipfeldämpfung bereits <10 dB beträgt.

Windungs-Anzahl
 
Gewinnin dBic-3-dB-Winkelin Grad-10-dB-Winkelin GradNebenzipfelin dBMech. Längein mmMech. Längein Lambda
611.74776-15.5ca. 170ca. 1.4
913.03961-13.2ca. 250ca. 2.0
1214.13352-11.9ca. 330ca. 2.6
1514.72945-10.7ca. 415ca. 3.3
1815.22541-9.8ca. 500ca. 4.0
2115.52337-9.3ca. 580ca. 4.6
2415.62135-7.7ca. 660ca. 5.3
4016.91428-6.5ca. 1250ca. 10

Tabelle 1a: Gewinn von RHCP-Helixantennen (U/L=1) auf 2400 MHz

Mit anderen Designparametern (Drahtstärke, Abstand zum Reflektor, Reflektorgröße, Windungsdurchmesser, Steigungswinkel etc.) können sich leicht abweichende Gewinnwerte ergeben, die aber im Bereich < 1 dB erwartet werden.

Mehr Erfolg erzielt man durch den Einsatz von TV-Offset-Parabolreflektoren mit Helix-Erreger, POTY-Erreger oder mit preiswerten kommerziellen WiFi-Antennen. Weit verbreitet und bei vielen OM beliebt ist eine WiFi-Gridantenne (siehe hierzu Bild 4), die einen Gewinn von 24 dBi aufzeigt. Diese ist mit einem 60-cm-Offset-Parabolreflektor (21 dBic bei 55%) vergleichbar und ist wegen ihres gitterförmigen Reflektors auch unter der Bezeichnung “Barbecue-Antenne” bekannt.

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Gedankenspiele zur Anwendung von Helix-Erregern in Parabolreflektoren

Aufgrund der vielfältigen f/D-Verhältnisse sind die Formen von Parabolreflektoren sehr unterschiedlich ausgeprägt. Bei Prime-Focus-Reflektoren (PFR) ist das f/D-Verhältnis mit einem bestimmten Öffnungswinkel verknüpft. Der -10-dB-Öffnungswinkel des verwendeten Helix-Erregersystems sollte mit diesem Öffnungswinkel übereinstimmen oder etwas größer sein, wenn ein Parabolreflektor optimal ausgeleuchtet werden und der größtmögliche Gewinn erreicht werden soll.

Bei TV-Offset-Reflektoren sind die Unterschiede nicht so stark, das diese zusammen mit den LNB (Erregersystem) aller Hersteller funktionieren müssen. Hier betragen die Öffnungswinkel der Offset-Reflektoren im Mittel ca. 75°. Für diesen Wert sind Helix-Erregersysteme optimal geeignet, da diese u, a. über die Windungszahl und den Wendeldurchmesser darauf optimiert werden können.

Beispiel: Ein OM möchte die Aperturblockierung seines LNB von ca. 2 dB durch den Helixwendel reduzieren. Er hat ein Helix-Erregersystem mit 3 Windungen (W1GHZ-Design) und 3 mm Drahtstärke.

Er beschliesst den Drahtdurchmesser von 3 mm auf 2 mm zu reduzieren und den Durchmesser seines Wendels von ca. 39 mm auf ca. 45 mm zu erhöhen. Als die modifizierte Helix-Antenne im Antennensystem getestet wird, stellt er zu seiner Freude fest, dass die Aperturblockierung sich kaum noch bemerkbar macht und zu seiner Überraschung stellt er ebenfalls fest, dass sein Sendesignal via QO100 ein wenig stärker geworden ist.

Erklärung: Ein 3-Wdg.-Helix-Erregersystem hat einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 104° (W1GHZ-Design), das den Offset-Parabol mit ca. 75° Öffnungswinkel weit überstrahlt. Nun wurde der Wendeldurchmesser von ca, 39 mm auf ca. 44 mm erhöht. Dies hat eine Gewinnerhöhung und eine damit einhergehende Reduzierung des -10-dB-Öffnungswinkels zur Folge, d. h. der Offset-Parabolreflektor wird besser augeleuchtet, obwohl das Helix-Erregersystem weiterhin 3 Windungen hat.

Fazit: Stellt man nach der Vergrößerung des Wendeldurchmessers des Helix-Erregersystems fest, dass das eigene Sendesignal via QO100 stärker zurück kommt, so kann man getrost davon ausgehen, dass dieses Erregersystem für den Offset-Reflektor nicht optimal war. In diesem Fall sollte man es mal mit einer Windung mehr probieren.

Wenn nach einer Vergrößerung des Wendeldurchmessers des Helix-Erregersystems feststellt wird, dass das eigene Sendesignal via QO100 schwächer zurück kommt, so kann man getrost davon ausgehen, dass dieses Erregersystem für den Offset-Reflektor nicht optimal bzw. nur mit dem vorherigen Wendeldurchmesser optimal war. In diesem Fall sollte man es mal mit einer  Windung weniger probieren.

Inzwischen wurden erste Simulationen mit Offset-Parabolreflektoren durchgeführt. Auch an dieser Stelle möchte ich mich noch einmal bei Willi, HB9PZK bedanken, der mir mit seinen Informationen ermöglicht hat, Offset-Parabolreflektoren zu modellieren. Zunächst möchte ich vorab die Ergebnisse zusammenfassend darstellen:

Achtung: Man darf den Durchmesser von Helixerregern mit mehr als 2 Windungen für Parabolreflektoren abweichend von den Design-Regeln (z. B. nach W1GHZ) nicht beliebig vergrößern bzw. verkleinern!

Die erstem Simulationen wurden zusammen mit einem OP100-Modell durchgeführt. Es wurde nicht auf das jeweilge “Phasenzentrum” der Helixerreger optimiert, sondern es wurde jeweils der Helixreflektor im Brennpunkt positioniert.

Der maximale Gewinn für diesen Offset-Reflektor wurde mit einem Helixerreger von 5 Windungen (W1GHZ-Design) ermittelt. Wird der Wendelinnendurchmesser abweichend von den Design-Regeln (W1GHZ) auf ca. 50 mm erweitert, so wird der maximale Gewinn nur mit 2 Windungen erreicht. Dieser liegt ca. 0.2 dB unterhalb des maximalen Gewinns und entspricht dem eines Helixerregers mit 4 Windungen. Bei Helixerregern mit ca. 50 mm Innendurchmesser geht oberhalb von 2 Windungen der Gewinn letztendlich bei 5 Windungen um ca. 5 dB vom erreichbaren maximalen Gewinn zurück.

LHCP-Helixantennen als Erregersystem für Parabolreflektoren

Soll eine Helixantenne als Erregersystem für einen Parabolreflektor verwendet werden, dann sollte der Helix-Reflektor möglichst klein sein, damit die Aperturblockierung des Parabolreflektors möglichst gering ist.

Eine interessante und umfassende Abhandlung über Helixantennen als Erreger für Parabolreflektoren gibt es u. a. im “W1GHZ Microwave Antenna Book Online” (https://www.qsl.net/w1ghz/). Helixantennen eignen sich ideal als zirkular polarisierte Erregersysteme für Offset-Parabolreflektoren. Damit ein sauberes zirkulares Antennendiagramm entsteht, sollte der Helixwendel im Widerspruch zu gängigen Literaturangaben (3 Windungen) mindestens aus 2 Windungen (aktuelle Erkenntnis, siehe auch unter HELIX 2.0) bestehen.

Seit vielen Jahren und ganz besonders in den letzten Monaten habe ich mich intensiv mit Helixantennen als Erregersystem für einen Offset-Parabolreflektor befasst und u.a. selbst erneut eine Helixantenne mit 4 Windungen gebaut. Parallel dazu habe ich auf QO100 mit einigen OM viele interessante Gespräche oder fachliche Diskussionen geführt. Diese haben mich in meiner Auffassung bestärkt, dass der -10-dB-Öffnungswinkel zwar ein Designkriterium für Erregersysteme ist, aber bei QO100 nicht zwingend beachtet werden muss, weil wir auf 2400 MHz nur senden. Die Ausleuchtung des Parabolreflektors sollte das Hauptkriterium sein, selbst wenn dabei das -10-dB-Kriterium unterschritten würde, was eine höhere Überstrahlung zur Folge hätte.

Die theoretisch optimale Helixantenne wird üblicherweise durch das f/D-Verhältnis des Parabolreflektor bestimmt. In der Tabelle 2 werden die -10-dB-Öffnungswinkel von Helixerregern (LHCP) von 2 bis 8 Windungen dargestellt. Der Vergleich mit der weit verbreiteten POTY-Antenne zeigt, dass diese besser für Primärfokusreflektoren (f/D<=0.5) geeignet ist.

AnzahlWdg.Gewinnin dBic-3-dB-Winkelin Grad-10-dB-Winkelin GradÄquivalentes f/D-Verhältnisbezogen auf PFR
POTY9,3601100.48
28.966119~0,44
39,6581040,51
410,55491~0,6
511,249810,66
611,746760,72
712,243710,78
812,741650,85

Tabelle 2: LHCP-Helix-Erreger für 2400 MHz (W1GHZ-Design mit U/L=1,00) und deren Öffnungswinkel

Theoretische Bestimmung des eigenen Helixerregers

Mein GIBERTINI Offset-Parabolreflektor hat laut Hersteller ein f/D-Verhältnis von 0.66 und einen Ausleuchtungswinkel von ca. 70°. Nach der gängigen Theorie für PF-Reflektoren wäre hier ein 7-Wdg.-Helixerreger (-10-dB-Öffnungswinkel 71°) optimal. Für Helixerreger von 3 bis 8 Windungen wurden zunächst Simulationen durchgeführt. Diese basierten auf den Daten von W1GHZ (Drahtabstand 4 mm, Drahtstärke 3 mm und Windungabstand 12.5°). Die relevanten Daten der Simulationen werden in der Tabelle 2 gegenübergestellt. Dann erfolgte ein vereinfachter Vergleich der 2D-Antennendiagramme, die ein Äquivalent der Ausleuchtung darstellen. Hierbei wurde zur Vereinfachung eine rotationssymmetrische Ausleuchtung des Parabolreflektors unterstellt.

Bei der Auswertung wurde der -10-dB-Wert zweitrangig behandelt und nur auf die optimale Aperturbelegung innerhalb des 70°-Winkels geachtet. Dazu wurden die Antennendiagramme kartesisch dargestellt und die Helixantennen über die Flächenbelegung verglichen. Das Bild 15 zeigt die Gewinne und Öffnungswinkel der Helixantennen zwischen von 3-Wdg. bis 8-Wdg..

Bild 15: Gewinn von LHCP-Helix-Erregersystemen (U/L=1) für Offset-Parabolreflektoren

Die Anforderungen an ein optimales Feedsystem konkurieren zum Teil gegeneinander. Deshalb sind die Vorgaben nur als Design-Richtlinien zu betrachten. Nach der gängigen Theorie soll das Erregersystem – hier eine LHCP-Helixantenne – eines Parabolreflektors einen Gewinn von ca.14 dB aufzeigen. Hierzu würde man eine Helixantenne mit ca. 11 Windungen benötigen. Mit dieser Helix würde der Parabolreflektor aber nicht mehr komplett ausgeleuchtet werden.

Im Bild 16 kann man sehen, dass die Helix-Erreger mit 3, 4, 5 und 6 Windungen den Parabolreflektor vollständig ausleuchten, diesen aber mehr oder weniger stark überstrahlen. Ob man hier signifikante Unterschiede im Wirkungsgrad mit Amateurmitteln feststellen kann, ist fraglich. Der Helix-Erreger mit 7 Windungen ist grenzwertig, da ja noch bei allen Erregern ca. 5 dB Freiraumdämpfung zum oberen Reflektorrand berücksichtigt werden müssen. Aber mit 8 Windungen kann man hier schon eine deutliche Unterausleuchtung des Parabolreflektors erkennen, die einen signifikanten Gewinnrückgang zur Folge hätte.

Geht man von einer Kompensation der asymmetrischen Randbelegung aus, dies bedeutet eine Mittelung auf – 8 dB (akzeptierte Überstrahlung) am unteren Rand und ca. – 12 dB (reduzierte Unterstrahlung) am oberen Rand, dann müsste man theoretisch mit einem 5-Wdg.- oder 6-Wdg.-Helix-Erreger das beste Ergebnis erzielen.

1. Nachtrag: Meine Simulationen haben inzwischen ergeben, dass an einem PFR-Äquivalent für einen Offset-Parabolreflektor mit f/D=0.78 mit 94 cm Durchmesser ein Helixerreger mit 5,5 Windungen (W1GHZ-Design) den maximalen Antennengewinn bringt. Dies Ergebnis liegt schon sehr nahe an dem obigen theoretischen Ergebnis mit 5 bis 6 Windungen!

2. Nachtrag: Nun konnte erstmals mit einem OP100-Offset-Modell simuliert werden. Der maximale Antennengewinn wurde bei 5 (pragmatische Betrachtung) bzw. 5,25 (sehr akademische Betrachtung) Windungen (W1GHZ-Design) erreicht. Das Ergebnis zeigt erstens, dass für diesen Fall die Verwendung eines PFR-Äquivalents hinreichend genau war und zweitens die Mittelung der asymmetrischen Randbelegung ein richtiger Lösungsansatz war.

Bild 16: Normierter Gewinn von LHCP-Helix-Erregern (U/L=1) bei 70°- Ausleuchtwinkel

Hinweis: Ein suboptimaler Erreger (z. B. 3-Wdg.-Helix) kann durchaus vergleichbare oder in Extremfällen sogar bessere Ergebnisse bringen als ein optimal designter Erreger, wenn dieser aufgrund der mechanischen Vorgaben nicht mehr optimal fokussiert werden kann!

Das folgende Bild 17 zeigt meinen aktuell verwendeten Parabolreflektor mit der Eigenbau-Poty-Antenne.

Bild 17: Mein 95-cm-Offset-Parabolreflektor mit geschützter Eigenbau-POTY-Antenne

Antennengewinn und Wirkungsgrad von Parabolreflektor-Antennensystemen

Inzwischen habe ich u. a. einige Untersuchungen an unterschiedlichen Helixantennen- und POTY-Antennen-Konfigurationen zusammen mit einem äquivalenten Primärfokus-Parabolreflektor durchgeführt. Es wurde das PFR-Äquivalent (f/D = 0.78) eines Gibertini OP100 Offsetreflektors (f/D = 0.66) mit einer Brennweite F = 733 mm und einem Durchmesser von 940 mm verwendet. Dieses Äquivalentmodell entspricht vom Reflektordurchmesser und der Reflektortiefe einem Offsetreflektor. Der Unterschied besteht darin, dass dieser eine Aperturblockierung durch das Erregersystem hat und die Kanten symmetrisch beleuchtet werden.

Ich gehe davon aus, dass dieses Modell hinreichend genaue Ergebnisse liefert. Diese sind auf alle Reflektorgrößen mit einem f/D = 0,66 mit ihren Relationen übertragbar. Die Erreger-Systeme wurden jeweils in der Nähe der theoretischen Brennweite so positioniert, dass sich zusammen mit dem Parabolreflektor der maximale Antennengewinn ergab.

Das PFR-Äquivalent mit 940 mm Reflektordurchmesser hat einen theoretisch maximalen Antennengewinn von 27,5 dBi bei einem Wirkungsgrad von 100 %. In der Amateurfunkpraxis geht man davon aus, dass mit den verfügbaren Erregersystemen zusammen mit einem PFR-Reflektor in der Regel ein Wirkungsgrad von ca. 55 % (hier ca. 25 dBi) erreicht wird.

Bei Offset-Parabol-Reflektoren ist aufgrund der nicht vorhandenen Aperturblockierung durch das Erregersystem und deren Halterungs-Mechanik deshalb von höheren Wirkungsgraden bis ca. 70 % (hier ca. 26 dBi) auszugehen.

Vergleich POTY-Antenne vs 3-Wdg.-Helixerreger

Aufgrund der vielen sich zum Teil widersprechenden und physikalisch nicht möglichen Gewinn-Differenzen zwischen einer POTY-Antenne und einer 3-Wdg-Helixantenne (W1GHZ-Design mit U/L=1,00) wurden diese zusammen mit dem PFR-Äquivalent untersucht.

Grundsätzliches: Es kann in der Praxis vorkommen, dass ein OM einen mehrere dB höheren Gewinn bei einer Helixantenne mit der SDR-Console etc. beobachtet, als bei einer POTY-Antenne oder umgekehrt. Dies möchte ich niemanden absprechen, obwohl in den meisten Fällen diese Werte indirekt durch Vergleiche ermittelt, aber nicht wirklich gemessen wurden. Aber allein schon deshalb daraus abzuleiten und zu propagieren, dass eine 3-Wdg-Helixantenne zusammen mit dem Parabolreflektor z. B. einen 3 dB einen höheren Gewinn habe als eine POTY-Antenne, ist erstens unzulässig – weil unseriös – und zweitens physikalisch gar nicht möglich.

Merkwürdigerweise wird in fast allen Vergleichen von vielen OM der Wert 3 dB genannt. Wenn ich diesen Wert höre, dann “klingelt” es bei mir sofort, weil ich weiss, wie zirkulare Patch-Antennen funktionieren.

Auch wenn ich mich vielleicht wiederhole, möchte ich dennoch an dieser Stelle noch einmal darauf hinweisen:

Eine POTY-Antenne kann super angepasst, aber dennoch suboptimal abgeglichen sein! Im Extremfall wird die gesamte Leistung entweder nur von der horizontalen oder nur von der vertikalen Komponente, also linear polarisiert abgestrahlt. Da wir im QO100-Uplink zirkular polarisiert sein sollten, zeigt sich in dieser Situation ein theoretischer Signalverlust von -3 dB. In der Praxis kann dieser Wert bei einer gut oder schlecht abgeglichenen POTY-Antenne irgendwo zwischen 0 dB (optimal) bis -3 dB (suboptimal) liegen.

Haarsträubend finde ich das Argument, in dem diese 3-dB-Differenz mit der größeren Überstrahlung der POTY-Antenne begründet wird. Ein 3-Wdg.-Helix-Erreger (W1GHZ-Design mit U/L=1,00) hat einen -10-dB-Öffnungswinkel von ca. 104° und die POTY-Antenne einen von ca. 110°. Wie soll in einem Bereich von 6°, in dem die Strahlungsleistung bereits auf ein Zehntel (-10 dB) zurückgegangen ist, noch die Hälfte der Strahlungsleistung (-3 dB) am Parabolreflektor vorbeigestrahlt werden können? Das ist physikalisch nicht möglich, also sind diese Angaben erstens irreführend und zweitens nicht korrekt.

Die folgende Tabelle zeigt – wie erwartet und schon immer gesagt – dass ein Helix-Erreger bei den simulierten Gewinnwerten einen kleinen Vorteil von 0,5 dB gegenüber der POTY-Antenne hat. Dieser ist aber weit von den “legendären” 3 dB entfernt.

Diese Differenz ist aufgrund der Pegelschwankungen bei einem Pegelvergleich via Web-SDR nicht wirklich feststellbar!

Erreger-System-10-dB-Öffnungswinkel in GradSimulierte Gain in dBiWirkungsgradGain-Differenz in dBi
POTY-Antenne110°24,854 %-0,5
3 Wdg.Helix   W1GHZ104°25,360 %0

Tabelle: Vergleich POTY-Antenne vs 3-Wdg-Helix-Erreger im PFR-Äquivalent mit f/D = 0,78 und Gmax = 27,5 dBi

Nachtrag: Erste Simulationen mit einem OP100-Offset-Modell zeigen, dass die Gewinnwerte für die POTY-Antenne und ein 3-Wdg.-Helixerreger vergleichbar sind. Es wurden jeweils die Reflektoren der Erregersysteme im Brennpunkt positioniert.

Welches Erregersystem ist für meinen Parabolreflektor optimal geeignet?

Eine generelle Antwort lautet: Alle Erregersysteme, die die Fläche des Parabolreflektors voll ausleuchten sind geeignet!

Es gibt zunächst Primärfokus-Reflektoren und TV-Offset-Reflektoren. Alle Offset-Reflektoren haben annähern ein f/D-Verhältnis von ungefähr 0,65, das einem Beleuchtungswinkel von ca. 70° entspricht. Ein Erregersystem mit >= 70°- Öffnungswinkel ist somit für alle TV-Offset-Reflektoren geeignet. Der beste Systemwirkungsgrad wird bei Übereinstimmung der jeweiligen Öffnungswinkel erreicht.

Bei den Primärfokus-Reflektoren ist der Sachverhalt schon ein wenig komplexer: Es gibt sehr tiefe Reflektoren mit kleinem f/D-Verhältnis (z. B. 0,29), die für die optimale Ausleuchtung ein Erregersystem mit einem Öffnungswinkel von 163° benötigen und flachere Reflektoren mit großem f/D-Verhältnis (z. B. 0,50), die ein Erregersystem mit einem kleineren Öffnungswinkel von ca. 106° erfordern. Hier sollte bei der Auswahl eines Primärfokus-Parabolreflektors schon darauf geachtet werden, ob für das f/D-Verhältnis ein geeignetes Erregersystem verfügbar ist bzw. eines selbst hergestellt werden kann.

Beispiel: Ein OM hat einen 2-m-Offset-Reflektor mit einer POTY-Antenne als Erregersystem, die einen Systemwirkungsgrad von 60 % hat, der wiederum ein Antennensystemgewinn von 31,8 dB bedeutet. Er kann nun kostenlos einen tiefen 3-m-Primärfokus-Reflektor (f/D = 0,29) bekommen. Theoretisch betrachtet, ermöglicht der größere Reflektor einen maximalen Gewinnzuwachs von ca. 3,5 dB auf ca. 35,3 dB, wenn der Wirkungsgrad von 60 % erhalten bliebe.

In Ermangelung eines geeigneten Erregersystems möchte er den 3-m-Parabolreflektor (erforderlicher Öffnungswinkel 163°) zunächst weiterhin mit seiner POTY-Antenne (Öffnungswinkel 110°) ausleuchten. Man kann schon anhand der großen Differenz der Winkelwerte erkennen, dass der Reflektorrand des 3-m-Reflektors nicht mehr ausreichend beleuchtet wird. Der Systemwirkungsgrad sinkt dadurch auf 39 %, der einen Antennensystemgewinn von nur 33,4 dB zur Folge hat. Statt der möglichen 3,5 dB gibt es einen Gewinnzuwachs von 1,6 dB. Dieser Antennengewinn hätte auch mit einem 2,4-m-Offset-Reflektor erreicht werden können.

Wird ein kleiner Parabolreflektor überstrahlt?

Die Frage, ob mein vorhandenes Erregersystem, z. B. eine POTY- oder Helix-Antenne, einen kleineren Parabolreflektor mehr als einen größeren überstrahlt oder ein größerer Parabolreflektor nicht mehr vollständig ausgeleuchtet wird, stellt sich so nicht! Denn wenn das f/D-Verhältnis eines Parabolreflektors gleich bleibt, ist der Durchmesser des Reflektors für ein geeignetes Erregersystem nicht relevant.

Hinweis: Ein für das f/D-Verhältnis des aktuellen Parabolreflektors optimiertes bzw. geeignetes Erregersystem wird alle anderen Reflektorgrössen mit diesem f/D-Verhältnis mit annähernd gleichem Wirkungsgrad ausleuchten!

Dies bedeutet auch, dass der mögliche Antennengewinn analog zum Durchmesser-Verhältnis bei größeren Reflektoren zunimmt und bei kleineren abnimmt. Eine durch das Erregersystem eventuell verursachte Unter- oder Überstrahlung der Reflektoren würde ebenfalls anteilig gleich bleiben.

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Helix 2.0 – Eine Helix-Antenne für 2400 MHz mit 2 Windungen für QO100

Auf der Suche nach einem einfachen 2400-MHz-Erregersystem für tiefe Primärfokus-Parabolreflektoren wurde – im Widerspruch zu bekannten Publikationen – das Verhalten von einer Helixantenne mit 2 Windungen bei unterschiedlichen Wendeldurchmessern untersucht. Die Ergebnisse sind besser als erwartet (siehe hierzu auch unter 2-Wdg.-CAN-Helix) und müssen noch zusammen mit einem Parabolreflektor bestätigt werden.

Um den Unterschied zu den üblichen Helixantennen (Umfang/Lambda = 1) aufzuzeigen, wurde die Bezeichnung Helix 2.0 aus zwei Gründen ganz bewusst gewählt. Erstens weil es sich hier um ein neues abweichendes Design (U/L=1,33) mit einem größeren Wendeldurchmesser handelt und zweitens diese Helix zusammen mit einem Offset-Parabolreflektor nur mit exakt 2 Windungen optimal funktioniert.

In der einschlägigen Fachliteratur über Helixantennen kann man immer wieder lesen, dass die Eingangsimpedanz einer Helixantenne ca. 136 Ohm x Umfang/Wellenlänge (Rothammel) bzw. 140 Ohm x Umfang/Wellenlänge (Wikipedia) beträgt. Dieses nahezu konstante Verhalten der Eingangimpedanz gilt annähernd nur für eine Helix mit 2 Windungen (siehe Bild 3).

Bei allen anderen Helixantennen mit mehr als 2 Windungen gilt, dass die Eingangsimpedanz wellenförmig als eine Funktion der Frequenz verläuft und die o. g. Impedanzwerte nur die halbe Wahrheit sind. Denn diese beziehen sich nur auf bestimmte dazugehörige Drahtstärken und Abstände zum Reflektor und führen eventuell für das eigene Design zu weniger optimalen Lambda/4-Transformationsimpedanzen. Meistens hat man keine Berechnungsformel für die Leitungsimpedanz und kennt nur die Lambda/4-Leitungslänge. Bewährt hat sich für 2400 MHz ein kleines Lambda/4-Transformations-Blech mit ca. 31,5 mm x 9,5 mm.

Auch kann man immer wieder lesen, dass eine Helix-Antenne mindestens 3 Windungen haben sollte, wenn diese noch hinreichend zirkular abstrahlen soll. Diese Untersuchungen haben ergeben, dass dies für eine gute zirkulare Abstrahlung nicht unbedingt erforderlich ist und eine akzeptable zirkulare Abstrahlung durchaus noch mit 2 Windungen gegeben ist!

Die Forderung nach mindestens 3 Windungen basiert nach meinen Recherchen darauf, dass nur dann die Design-Formeln nach Kraus (siehe z. B. Rothammel) ihre Anwendbarkeit behalten. Da das Ergebnis nach diesen Formeln bekanntermassen von der realen Physik abweicht, können wir getrost auch diese Forderung nach mindestens 3 Windungen ignorieren.

Hinweis: Eine 2-Wdg.-Helixantenne (U/L =1,33) hat ein besseres und breitbandigeres Axialratio als die POTY-Antenne!

Bild 3: Eingangsimpedanz einer 2-Wdg.-Helix (W1GHZ-Design mit U/L=1) für 2400 MHz

Der Verlauf der Eingangsimpedanz der 2-Wdg.-Helix (W1GHZ-Design) zeigt deutlich, dass diese im stabilen Axialmode von 1800 MHz bis 3000 MHz nahezu konstant ist. Dies ist der Bandbreitenbereich von +/- 600 MHz (+/- 25 % @2400 MHz) in dem sich eine Helixantenne stabil im Axialmode betreiben lässt.

Im Axialmode darf das Umfang/Lambda-Verhältnis minimal 0,80 bis maximal 1,33 betragen. Dies entspricht einem Wendelinnendurchmesser von minimal ca. 30 mm bis maximal ca. 53 mm. Üblicherweise werden Helixantennen mit mehreren Windungen bei einem Umfang/Lambda-Verhältnis von 1,0 (ca. 39 mm) betrieben. Dieses Verhältnis wird hier als W1GHZ-Design bezeichnet.

Achtung: Unterhalb und oberhalb der oben genannten Durchmesserwerte arbeitet eine Helixantenne für die gewählte Arbeitsfrequenz 2400 MHz nicht mehr im stabilen Axialmode! Außerhalb des Axialmodes wird das Strahlungsdiagramm von Helix-Antennen undefiniert, d. h. die radialen Strahlungskomponenten nehmen zu, bis diese letztendlich überwiegen.

Die folgende Tabelle zeigt beispielhaft die Kenndaten einer 2-Wdg.-Helixantenne mit 2 mm Drahtstärke und einem 106 mm Reflektor für drei verschiedene Wendeldurchmesser. Diese Abmessungen entsprechen den Design-Frequenzen 1800 MHz, 2400 MHz und 3000 MHz. Die Kenndaten wurden für die vorgesehene Arbeitsfrequenz 2400 MHz ermittelt.

 Design-  FrequenzMHzU/L-VerhältnisInnen-Durchmessermm Steigung mmArbeits-FrequenzMHz Gain dBic-3-dB-WinkelGrad-10-dB-   Winkel GradÄquival.   f/D-       Verhältnis  
30000,8031,821,624007,3~78~1390,36
24001,038,827,024008,9~63~1200,44
18001,3351,734,224009,9~57~1010,53

Tabelle 1: Kenndaten eines 2-Wdg.-Helixerregers für 2400 MHz bei verschiedenen Durchmessern

Hinweis: Das U/L-Verhältnis von Helixantennen gehtquadratisch in die Gewinnformel nach Kraus ein!

Es werden zwei Lösungsansätze untersucht, die jeweils einen Sonderfall darstellen:

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1. Die 2-Wdg.-Helix mit einem U/L-Verhältnis von 0,80 für Primärfokus-Reflektoren

Ein U/L-Verhältnis  < 1 führt zur Gewinnreduzierung in Relation zum W1GHZ-Design mit U/L=1 und somit zur Erhöhung des 10-dB-Öffnungswinkels. Hier ist davon auszugehen, dass sehr tiefe Prime-Focus-Reflektoren besser ausgeleuchtet werden können. Im Zusammenhang mit der 2-Wdg.-CAN-Helix (siehe dort) sind Öffnungswinkel bis zu 160° zu erwarten.

2. Die 2-Wdg.-Helix mit einem U/L-Verhältnis von 1,33 

Ein U/L-Verhältnis  > 1 führt zur Gewinnerhöhung in Relation zum W1GHZ-Design mit U/L=1 und somit zur Reduzierung des 10-dB-Öffnungswinkels (siehe oben Tabelle 1). Hier ist davon auszugehen, dass Offset-Parabolreflektoren besser ausgeleuchtet werden können, weil die Überstrahlung geringer ist. Weiterhin ist in der Kombination mit einem LNB ist zu erwarten, dass die Aperturblockierung durch den Helixwendel aufgrund der geringeren Windungszahl und des größeren Wendeldurchmessers im Vergleich zum W1GHZ-Design, wie z. B. die 3,5-Wdg.-Icecone und deren Derivate, erheblich reduziert wird bzw. kaum noch festzustellen ist. Dies ist in der Anwendung bereits u. a. durch Gerhard, DC5HN nachgewiesen worden. 

Sepp, DL7SEP hat diese 2-Wdg.-Helix mit dem herkömmlichen Lambda/4-Anpassblech realisiert und ebenfalls zusammen mit einem LNB erfolgreich abgeglichen und im DATV-Betrieb erfolgreich und zufriedenstellend getestet. 

Ob sich dieses erwartete Verhalten bei der Ausleuchtung von Prime-Focus-Reflektoren (PFR) oder Offset-Parabolreflektoren widerspiegelt, wurde inzwischen für den Einzelfall untersucht.

Achtung: Die Helix 2.0 mit einem  U/L-Verhältnis von 1,33 ist ein Sonderfall!

Diese Helix arbeitet – abweichend von den üblichen Helixantennen mit U/L = 1 – als Erregersystem in einem Parabolreflektor nur mit 2 Windungen optimal (siehe weiter oben die Gewinnkurven unter Untersuchungen im Offset-Parabolreflektor)!

Allgemeiner Hinweis: Man findet im Internet und bekannten Afu-Publikationen Hinweise und Anleitungen, dass die Resonanzfrequenz(?) von Helixantennen über eine Veränderung der Wendellänge erreicht werden kann!!!

Dies ist aber nicht der Fall, da es keine Resonanzfrequenz bei einer Helixantenne gibt! 

Wenn die Impedanz des Anpassgliedes nicht exakt stimmt, kann man die Eingangsimpedanz von 50 Ohm auch erreichen, wenn man die zu transformierende Impedanz – hier der Helixwendel – verändert. Selbstverständlich lässt sich die Anpassung bei einer Helixantenne über die Veränderung der Wendellänge in kleinen Grenzen variieren (siehe Bild 1), aber mit einer Resonanzabstimmung hat dies nichts gemein. 

Deshalb sollte man dies grundsätzlich unterlassen, weil damit auch die spezifizierten Kennwerte der Helixantenne ebenfalls verändert werden!

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Prototyp der HELIX 2.0 für einen Offset-Parabolreflektor

Endlich habe ich meine HELIX 2.0 mit einem Umfang/Lambda-Verhältnis von ca. 1,33 bei 2400 MHz für meinen 35-cm-Offset-Parabolreflektor realisiert. Die Design-Daten können der vorherigen Tabelle 1 entnommen werden. Diese Helixantenne mit ca. 50 mm Wendelinnendurchmesser ist wegen der geringeren Aperturblockierung besonders für den Einsatz zusammen mit LNB geeignet.

Er wurden beide Anpassungsmethoden – das altbewährte Lambda/4-Anpassungsblech mit ca. 31,5 mm x 9,5 mm und Speisepunkt bei ca. 25 mm und das “Anpassungsfähnchen” nach DK7LG – ausprobiert. Da kein signifikanter Unterschied im Anpassungsverhalten der beiden Methoden festgestellt wurde, habe ich mich für das robustere und bewährte Lambda/4-Anpassungsblech entschieden.

Der Prototyp dieser Helixantenne wurde als reine Sendeantenne konzipiert. Als Reflektor dient der Reflektor einer umgewidmeten POTY-Antenne mit 106 mm Durchmesser. Das zentrale 22-mm-Loch des Hohlleiters wurde mit Metallfolie mit leitendem Kleber überklebt. Die Abschrägung am Reflektor ermöglicht einen größeren Rangierbereich in der Z-Achse.

Die folgenden Bilder 4a und 4b zeigen den Prototypen der 2-Wdg.-Helixantenne als Sendeantenne in meinem 35-cm-Offset-Parabolreflektor für den Portabelbetrieb.

Bild 4a: Prototyp der 2-Wdg.-Helix 2.0 mit U/L=1,33 für 2400 MHz in meiner 35-cm-Sendeantenne

Bild 4b: 35-cm-Offset-Parabolreflektor mit 2-Wdg.-Helix 2.0 als Erregersystem

Anfänglich liess sich die s11-Anpassung nicht so optimal wie angestrebt abgleichen. Die Verkopplung des Lambda/4-Anpassungsblechs mit der Helixwendel war offensichtlich zu stark. Nachdem der Abstand zwischen diesen beiden vergrössert wurde, konnte ein respektabler s11-Wert abgeglichen werden. Die Helixantenne wurde mit einem VNA SAA-2N gemessen. Ob die mit dem VNA ermittelten s11-Werte der exakt Realität entsprechen, ist hier nicht relevant. Tendenziell werden diese Werte jedoch sehr nahe an der Realität sein.

Das folgende Bild 5 zeigt die erreichten Anpassungswerte. Links der s11-Kurvenverlauf und rechts die SWR-Kurve. Der Marker 1 zeigt die momentanen Werte: s11 = – 45,96 dB und das äquivalente SWR = 1,010. Bei einem s11-Wert von -20 dB mit dem entsprechenden SWR = 1,2 hat die Helixantenne noch eine Bandbreite von ca. 400 MHz.

Bild 5: S11-Anpassungskurve und SWR-Kurve der HELIX 2.0 mit U/L=1,33 für 2400 MHz

Nun soll der Vergleich mit der POTY-Antenne im 35-cm-Offset-Parabolreflektor für den Portabelbetrieb erfolgen. Zunächst wird aber das Anpassungsverhalten zusammen mit dem Parabolreflektor überprüft. Das Bild 6 zeigt ein tendenziell schlechteres Anpassungsverhalten im Parabolreflektor, aber die s11-Werte liegen alle noch oberhalb von -30 dB!

Bild 6: Anpassungsverhalten der 2-Wdg.-Helixantenne im 35-cm-Parabolreflektor

Nachtrag: Die 2-Wdg.-Helixantenne (HELIX 2.0) wurde inzwischen mit einem großen Offset-Parabolreflektor (OP 100 mit 94 cm Breite/Durchmesser) und mit einem kleinen Offset-Parabolreflektor (mobile “Sat-Schüssel” mit 35 cm Breite/Durchmesser) erfolgreich getestet. Wie aufgrund der vorherigen Untersuchungen erwartet, wurden im QO100-Uplink mit der HELIX2.0 (siehe Bild 4a und 4b) bessere Gewinnwerte als mit einer POTY-Antenne erreicht.

Als “Messgerät” diente das S-Meter des WEB-SDR IS0GRB auf Sardinien. Die Sendeversuche wurden jeweils auf verschiedenen Transponderfrequenzen durchgeführt. Die angezeigten Pegel für die HELIX 2,0 wurden gemittelt und lagen im OP100 je nach Testfrequenz zwischen 0,3 dBm und 0,5 dBm höher als bei der 2-GAP-POTY-Antenne. Dies war ja aufgrund der jeweiligen -10-dB-Öffnungswinkel (HELIX 2.0 ca. 100° und die POTY-Antenne ca. 110°) zu erwarten, weil die Überstrahlung etwas geringer ist.

Man hat mit der 2-Wdg.-Helixantenne zwar keinen signifikanten Gewinnzuwachs, aber Vorteile in der Kombination mit einem LNB. Im Vergleich mit der POTY-Antenne ist wie bei allen anderen Helixantennen bei der HELIX 2.0 kein mechanischer Eingriff beim LNB erforderlich, denn dieser wird einfach hinter das Reflektorloch montiert. Weiterhin wird die Aperturblockierung aufgrund der geringeren Windungszahl und des größeren Windungsdurchmessers erheblich reduziert oder gar nahezu völlig eliminiert.

Ausblick: Es ist eine zweite Helixantenne dieser Bauart mit integriertem LNB geplant. Es ist davon auszugehen, dass der Gewinn auf 2400 MHz mit dem ca. 50 mm Loch im Reflektor marginal reduziert wird, aber mindestens dem einer POTY-Antenne bzw. einer 3,5-Wdg,-Helix entsprechen wird. Auf 10,5 GHz werden keine bzw. nur marginale Gewinn-Nachteile gegenüber der POTY-Antenne erwartet.

Es sind für diesen Dualband-Erreger (YATT-Helix) ebenfalls Tests mit beiden Offset-Parabolreflektoren vorgesehen. Die Untersuchungsergebnisse werden zu gegebener Zeit hier repräsentiert.

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2-Windungen-YATT-Helix – ein Helix-Aufsatz für QO100

Die YATT-Helix (Yet Another Two Turn) ist ein Gemeinschaftsprojekt von DK1KT und DL6YCL. Sie ist eine 2-Wdg.-Helix, die auf der Helix 2.0 von DL6YCL mit dem Umfang/Lambda = 1,33 basiert. Die Motivation ist, zusammen mit gängigen unmodifizierten TV-LNB-Typen ein kompaktes und effektives QO100-Erregersystem für kleine Offset-Parabolreflektoren zu konzipieren. Das konstruktive Prinzip dieser YATT-Helix ist z. B. vergleichbar mit der IceCone-Helix und deren Derivate.

Die Prämissen bei der Konzeption der YATT-Helix basieren erstens auf maximalem Gewinn im QO100-Uplink – dies bedeutet ein Kompromiss zwischen maximalem Reflektor-Durchmesser bei minimalem Loch-Durchmesser zu finden – und zweitens minimaler Dämpfung im QO100-Downlink – dies bedeutet minimale Windungszahl mit minimalem Drahtdurchmesser bei maximalem Wendeldurchmesser und maximalem Loch-Durchmesser. Da sich die Forderungen zum Loch-Durchmesser widersprechen, wird auf die äußeren Rillenhorndurchmesser der gängigen LNB angepasst. Aktuell wurde ein Lochdurchmesser von 50 mm realisiert.

Die Konstruktion der YATT-Helix-Halterung inklusive Abdeckhaube und LNB-Fixierungs-Mechanik wurde von Rene, DK1KT konzipiert und für das Bullseye-LNB optimiert. Der YATT-Helix-Aufsatz kann aber auch ohne jegliche Modifikationen für andere LNB-Typen verwendet werden.

Der YATT-Helix-Aufsatz wurde inzwischen an folgenden Single-LNB erfolgreich montiert: BullsEye, Goobay 67269, Megasat HD-Profi und DUR-Line +Ultra und im Offset-Parabolreflektor OP100 getestet. Das Bild 1 zeigt diese vier LNB mit dem montierten YATT-Helix-Aufsatz.

Bild 1: Der YATT-Helix-Aufsatz mit 54 mm Lochdurchmesser auf diversen LNB-Typen montiert

An dieser Stelle möchte ich es nicht versäumen, mich recht herzlich bei Dieter, DK2AM OVV I13 für die Herstellung der Reflektorbleche und bei Rene, DK1KT für die Konstruktion und die Her- und Beistellung der 3D-Druckteile zu bedanken. Denn ohne den HAM-Spirit dieser beiden OM hätte auch dieses Projekt nicht realisiert werden können.

Beschreibung der aktuellen YATT-Helix

Es finden zur Zeit noch weitere Untersuchungen bzw. Optimierungen statt. Aber trotzdem soll schon jetzt das respektable Ergebnis an dieser Stelle veröffentlich werden.

Der Helix basiert auf dem W1GHZ-Design, aber die Design-Frequenz für die Arbeitsfrequenz 2400 MHz beträgt für den Helix 2.0 ca. 1900 MHz, die einen Helixinnendurchmesser von ca. 50 mm zur Folge hat.

Der Helixwendel mit 2 mm Drahtdurchmesser (Kupferlackdraht) hat ca. 2 (zwei) Windungen mit einen Innendurchmesser von ca. 50 mm. Die Steigung der Helixwendel beträgt ca. 34 mm. Dieser Helixwendel wird mit 3 Kunststoff-Halterungen – diese sollten aus einem Material mit geringen dielektrischen Verlusten sein, wie z. B. PLA, PP oder PE – im Abstand von 120° gehalten, die mit M5 x 15 mm-Kunststoff-Schrauben am Messingreflektor inklusive Reflektor-Halterung von aussen befestiegt werden. Das Bild 2 zeigt die Innenansicht eines YATT-Helix-Aufsatzes der auf ein BullsEye-LNB montiert wurde.

Bild 2: YATT-Helix-Aufsatz ohne Abdeckung auf einem BullsEye-LNB

Der Messing-Reflektor wird von innen in die Reflektor-Halterung eingelegt. Im Bereich der HF-Buchse sollte eventuell ein Gummidichtrimg oder Dichtungsmasse verwendet werden, obwohl nach mehreren Testtagen mit heftigem Regen in den ersten Baumustern kein Wasser eingedrungen war. Der 1-mm-Messing-Reflektor hat einen Durchmesser von 100 mm und ein Loch-Durchmesser von 50 mm. Der Reflektor wird je nach Bedarf mit einer aufgelöteten SMA- oder N-Buchse ausgestattet.

Hinweis: Hier sind N-Buchsen mit kleinem Flansch erforderlich oder bei den üblichen N-Flanschbuchsen, die nicht in den Reflektorhalter passen, ist der Flansch abzudrehen.

Bild 3: Enddesign des YATT-Helix-Aufsatz ohne Abdeckung

Es wurde bei der YATT-Helix die herkömmliche breitbandigere Anpass-Methode mit dem Lambda/4-Anpassungsblech – hier ein 0,5-mm-Kupferblech mit ca. 31,5 mm x 9,5 mm und der Bohrung bei 25 mm – realisiert. Dieses Blech muss so ausrichtet werden, dass es erstens nicht in die 50-mm-Öffnung des Reflektors hineinragt (siehe Bild 2) und sich zweitens die gewünschte Impedanz einstellt. Dies kann man z. B. durch leichtes horizontales und vertikales Verbiegen des Wendelendes erreichen. Der Abgleich der 2-Wdg.-Helix mit dieser Anpassungsvariante ist ein wenig defizil und erfordert ein wenig Fingerspitzengefühl und Geduld. Dies wird aber mit einem Sende-Pegel auf dem QO100-NB-Transponder belohnt, der oberhalb dem einer POTY-Antenne ist.

Hinweise zum Abgleich: Der Abgleich sollte nur zusammen mit einem montierten LNB erfolgen. Für einen effektiven Abgleich ist unbedingt ein VNA erforderlich. Das Anpassblech befindet sich an der Flanschbuchse mindestens ca. 6 mm über dem Reflektor – also eine Buchse mit langem Pin verwenden – und läuft auf mindestens ca. 8 mm zum Drahtwendel hoch. Nach dem Einlöten des Anpassblechs den Drahtwendel ab dem Blechende auf exakt auf 2 Windungen kürzen. Wenn die Rückflüssdämpfung s11 < 20 dB sein sollte, so wird zunächst mit dem Ausrichten des Anpassblechs – Blechposition seitlich und in der Höhe variieren – ein Grobabgleich durchgeführt bis sich ein s11-Wert von ca. – 25 dB oder besser einstellt.

Bitte beachten: Sollte die beste Anpassung oberhalb oder unterhalb von 2400 MHz sein, dann ist das Anpassblech noch nicht optimal justiert bzw. posioniert. Dies hat nichts mit einer falschen “Resonanzfrequenz” der Helixantenne zu tun, denn im Axialmode arbeitet eine Helixantenne als Wanderfeld-Antenne, die keine spezifissche Resonanzfrequenz im Anpassungsbereich hat.

Grundsätzlich, aber auch in diesem Fall bitte nicht den Helixwendel mit seiner optimierten Geometrie verändern, denn der Helixwendel kann nichts dafür, dass das Anpassblech noch nicht auf 2400 MHz abgestimmt ist!!! 

Sondern solange das Anpassblech z. B. in der Höhe und Position variieren, bis die beste Anpassung bei 2400 MHz liegt. Dabei ist darauf zu achten, dass das Anpassblech nicht in die LNB-Öffnung des Reflektors hineinragt.

Den anschliessenden Feinabgleich auf die maximal erreichbare Rückflussdämpfung wird durch millimeterweises Kürzen des Helixwendels realisiert. Durch diesen finalen mechanischen Abgleich der anzupassenden Heliximpedanz wird die Impedanz-Anpassung optimiert, die durch die Justierung des Anpassblechs nicht bzw. nur schwer erreicht werden könnte. Durch das Kürzen des Helixwendels wird nicht die “Resonanzfrequenz” der Helixantenne eingestellt!!!

Schlussendlich wird die Feinjustage mit dem überstehenden Teil des Anpassblech so durchgeführt, dass sich gleichzeitig eine Reaktanz von möglichst 0 Ohm und ein Widerstand von möglichst 50 Ohm einstellen. Eine abschliessende Überprüfung des Abgleichs im Offset-Parabolreflektor ist sinnvoll. In meinem OP100 von Gibertini wurde bei allen auf dem Tisch abgeglichenen YATT-Helixes eine Rückflussdämpfung von > 30 dB gemessen.

Das folgende Bild 4 zeigt beispielhaft die erreichten Abgleichwerte der YATT-Helix SN: 0003 mit Abdeckung. Das Bild 5 zeigt ein Screenshot mit dem Ergebnis der abschliessenden Überprüfung der SN: 0003 im OP100-Parabolreflektor.

Bild 4: Abgleichprotokoll der YATT-Helix SN: 0003 mit dem Marker bei 2400 MHz

Bild 5: Screen-Shot des VNA mit dem Ergebnis der Endprüfung von SN: 0003 im OP100-Parabolreflektor

Auf dem Screenshot in Bild 5 ist deutlich zu erkennen, dass bei ca. 35 dB die Dynamikgrenze des VNA erreicht wurde und die Kurven in Bild 4 durch die verwendete Darstellungssoftware vermutlich “schön” gerechnet/gemittelt wurden.

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Erste ermittelte Ergebnisse mit der 2-Wdg.-YATT-Helix

Inzwischen wurden die fertiggestellten YATT-Helix-Aufsätze in einem Offset-Parabolreflektor OP100 von GIBERTINI erfolgreich getestet. Bis auf die erste YATT-Helix arbeiten alle anderen zufriedenstellend. Erste Vergleiche im Sende- und Empfangsbetrieb ergaben für den YATT-Helix-Aufsatz ohne Abdeckhaube eine Dämpfung von ca. 0,5 dB beim Empfangssignal. Weitere ca. 0,5 dB kommen durch die PET-Abdeckhaube beim Empfangs- und Sendebetrieb hinzu. Diese grob gemittelten Werte sollen demnächst noch exakter beziffert werden.

Bei dem ersten fertiggestellten YATT-Helix-Aufsatz war der Empfang ok, aber der Sendepegel um ca. 5 dB geringer als bei der POTY-Antenne. Dies ist zwar ärgerlich, aber nicht schlimm, weil es dafür ja eine Ursache geben muss. Aus diesem singulären Ereignis darf und kann man aber nicht ableiten, dass eine 2-Wdg.-Helix mit U/L = 1,33 im Sendebetrieb ca. 5 dB schlechter als eine POTY-Antenne sei. Leider kann man immer wieder in AFu-Publikationen lesen bzw. via QO100 hören, dass OM immer wieder singuläre Beobachtungen als unumstößliche Realitäten bzw. normales Verhalten darstellen, obwohl diese oftmals nicht im Einklang mit der Physik sind.

Beispiel: Wenn ich in ein mir unbekanntes Auto der Marke XYZ einsteige und den Motor starten möchte, aber dieser nicht anspringt, dann behaupte ich ja auch nicht, dass bei den Autos der Marke XYZ die Motoren nicht anspringen, sondern suche den Fehler selbst oder bringe das Auto in die Werkstatt.

Die Rückflussdämpfung S11 bzw. das SWR zeigen auch im Parabolreflektor mit ca. 38 dB und ca. 1,03 sehr gute Werte (siehe Bild 6). Aufgrund der Simulationen und der unbestechlichen Physik wurden für beide Erregersysteme aber etwa gleiche Pegel via QO100 erwartet.  Als mögliche Ursache wurden die SMA-Buchse oder das Material der 3 Wendelstützen lokalisiert. Da der Abgleich der YATT-Helix vorher im Shack ohne Parabolreflektor stattfand, wurde aufgrund des Fehlers die Anpassung der YATT-Helix noch einmal zusammen mit dem OP100 überprüft. 

Das Untersuchungsergebnis liegt nun vor. Die SMA-Flanschbuchse, die vor dem Einbau nicht mit dem Analyzer überprüft wurde, war die Ursache für den Pegelrückgang. Andere SMA-Buchsen des gleichen Loses funktionierten auf 2400 MHz einwandfrei. Eine eventuelle Beschädigung durch thermische Überlastung beim Einlöten ist ebenfalls nicht auszuschließen.

Bild 6: Rückflussdämpfung S11 der ersten YATT-Helix im Offset-Parabolreflektor OP100

Hier zeigt sich wieder einmal deutlich, dass die Anpassung einer Antenne nichts über deren Wirkungsgrad aussagt!

Denn ein Dummy-Load ist auch super angepasst und hat einen Wirkungsgrad bei der Abstrahlung von annähernd 0 %, was bei diesem allerdings erwünscht ist.

2-Windungen-YATT-Helix bei Thingiverse.com

An dieser Stelle möchte ich mich noch einmal ausdrücklich bei Rene, DK1KT bedanken. Endlich hat er die Zeit gefunden, die STL-Files seiner Konstruktionen bei Thingiverse einzustellen. Die einzelnen Komponenten der 2-Windungen-YATT-Helix (YATT = YetAnotherTwoTurn) sind dort unter dem folgenden Link zu finden:

https://www.thingiverse.com/thing:5837894

Dazu hat Rene noch eine Kurzbeschreibung der YATT-Helix, einige Fotos und zwei animierte Illustrationen angefügt, die Details für die Montage der einzelnen Komponenten der YATT-Helix zeigen. Die mangelnde Bildqualität dieser Illustrationen ist leider der maximalen Dateigröße auf dem Thingiverse-Server geschuldet.

Weiterhin hat Rene für “Schnelltester” ein STL-File des Reflektors – der bei der Original-YATT-Helix aus 1 mm Messingblech besteht – beigefügt. Damit dieser funktioniert, müsste dieser mit einer leitenden Metallfolie versehen und diese wiederum dann mit einem guten HF-Kontakt zur HF-Anschlussbuchse versehen werden. Nicht wirklich, denn der 3D-Reflektor ist dafür gedacht, die Maße für die Bohrungen weiterzugeben. Er kann z. B. als Schablone genutzt werden oder das STL-File kann für die Wandlung in ein DXF-File genutzt werden. Mit diesem DXF-File könnte dann z. B. ein Laser den Reflektor aus einer Metallplatte schneiden. Momentan sind nur Reflektorhalter für N-Buchsen hochgeladen worden. Diese eignen sich auch für SMA-Buchsen stellen aber ein Dichtigkeisproblem mit der großen Öffnung dar. Für N-Reflektorhalter hat Rene einen 2-mm-Reflektor vorgesehen. Der Reflektorhalter für SMA-Buchsen folgt demnächst.

Standardmäßig ist die Öffnung des Reflektor-Halters mit 54 mm für das BullsEye-LNB optimiert. Mit dieser Lochgrösse ließen sich auch andere LNB problemlos montieren. Freundlicherweise hat Rene die STL-Files für zwei weitere Reflektor-Halter mit 48 mm bzw. 56 mm Lochdurchmesser bereitgestellt.

Weitere Details – insbesondere für den Helixwendel und dessen Anpassung – sind hier weiter oben u. a. im Kapitel “Beschreibung der aktuellen YATT-Helix” zu finden. Ich habe eine Bitte an euch, wenn ihr von eurem YATT-Helix-Nachbau begeistert bzw. damit zufrieden seid, dann macht bitte Werbung für die YATT-Helix, indem ihr bei euer Stationsbeschreibung nicht nur von einer Eigenbau-Helix mit 2 Windungen sondern von einer Eigenbau-YATT-Helix mit 2 Windungen sprecht.

Wir wünschen euch viel Spass und Erfolg beim Nachbau der YATT-Helix.

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Axialratio der Zirkularpolarisation von QO100-Erregern

Das Axialratio von zirkular polarisierten Antennen beschreibt die Form des Antennendiagramms bei Zirkularpolarisation. Das ideale Antennendiagramm der Zirkularpolarisation ist kreisrund. Mathematisch wird dies durch das logarithmische Amplituden-Verhältnis der Hauptachse / Nebenachse beschrieben.

AR = 20 x log (Hauptachse (Major) / Nebenachse (Minor))

Im Idealfall, dies ist bei einer optimal designten Antenne genau die Arbeitsfrequenz, sind bei einem kreisförmigen Antennendiagramm beide Achsenwerte gleich, also mit dem Ergebnis 1 entsprechend 0 dB. Bei einem Wert von 6 dB hat die Nebenachse nur noch die halbe Amplitude. Man spricht hier dann auch schon von elliptischer Polarisation. Bei sehr hohen dB-Werten kann man eher von nahezu linearer Polarisation sprechen.

Die folgende Tabelle zeigt das simulierte Axialratio von einigen Erregersystemen für Q0100 für deren jeweiligen -3-dB-Winkel bei 2400 MHz und +/- 50 MHz. Es ist zu erkennen, dass Helix- Antennen ein sehr gutes Axialratio aufzeigen und dies wesentlich breitbandiger als bei Patch-Antennen ist.

ErregersystemGaindBic-3-dB-WinkelGrad-10-dB-WinkelGradAR(dB)@2350 MHzAR(dB)@2400 MHzAR(dB)@2450 MHz
POTY-Antenne9,3601108,25,410,8
2-GAP-POTY9,4601107,43,59,1
CAN-Feed8,4711402,60,74,9
2-Wdg.-Helix     U/L=0,807,3781295,05,15,2
2-Wdg.-Helix     U/L=1,008,9661192.42,42,5
2-Wdg.-Helix     U/L=1,339,8581032,52,93,3
3-Wdg.-Helix9,6591072,93,03,1

Tabelle 3a: Axialratio von Erregersystemen bei der 3-dB-Halbwertsbreite

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Dielektrische Linsen für Rundhohlleiter

Die dielektrischen Linsen im Rundhohlleiter sollen den zu großen -10-dB-Öffnungswinkel des Rundhohlleiters von ca. 150° auf den -10-dB-Öffnungswinkel von Offset-Parabolreflektoren anpassen. Dadurch wird die Empfindlichkeit der Empfangsanlage erhöht. Weiterhin ist darauf zu achten, dass die Nebenzipfel möglichst stark unterdrückt werden, damit das Rauschen von benachbarten Satelliten die Empfangsanlage nicht beeinträchtigt. Die vielfach für QO100 verwendeten TV-Offset-Parabolreflektoren haben ein mittleres f/D von ca. 0.65, das einen Ausleuchtungswinkel von  ca. 70° – 75° erfordert.

Für die starken Signalpegel des NB-Transponders von QO100 hat die Optimierung der dielektrischen Linse keine Relevanz, da es völlig egal ist, ob man ein Signal mit z. B. 15 dB oder 16 dB über dem Rauschen empfängt. Bei kleinen Offset-Reflektoren ist jedes zusätzliche dB im Signalpegel mehr hilfreich und auf dem WB-Transponder mit seinen digitalen Übertragungsarten kann schon der Teil eines dB schon über “Go” oder “NoGo” des digitalen Empfangs entscheiden.

Für die Dimensionierung bzw. Optimierung von dielektrischen Linsen – diese werden auch als Konzentratoren bezeichnet – wurde trotz intensiver Internet-Recherchen keine explizite Literatur gefunden. Man findet nur Informationen über dielektrische Stiel- und Rohrstrahler, die auf maximalen Gewinn optimiert werden und mechanische Längen von mehreren Lambda haben.

Diskussionen mit mehreren OM und meinem Ex-Kollegen Frank haben mich in meiner Auffassung bestärkt, dass es sich bei den dielektrischen Linsen um eine spezielle Anwendung eines dielektrischen Stielstrahlers handelt. Wir haben es somit mit einem reziproken Antennensystem zu tun und können uns via Sendesimulationen der Thematik empirisch annähern.

Designkriterien für dielektrische Linsen

Zielvorgabe: Es gilt die Form, das optimale Material und die Abmessungen für eine dielektrische Linse zu finden, die einen Offset-Parabolreflektor mit einem f/D von ca. 0.65 optimal ausleuchtet. Dies bedeutet, dass das Linsendiagramm einen Ausleuchtwinkel von ca. 75° haben muss, rotationssymmetrisch ist und eine möglichst hohe Nebenzipfel- und Rückstrahlungs-Dämpfung aufzeigt. Der Reflektionskoeffizient S11 wird als zweitrangig betrachtet, da wir es mit einer Empfangsanlage zu tun haben und dieser fast immer >15 dB ist.

Die im folgenden Text beschriebenen Beobachtungen/Erkenntnisse wurden anhand von vielen Simulationen gewonnen. Zunächst wurde nur der Rohrstrahler einer POTY-Antenne mit entsprechenden Linsenmodellen versehen und mit einer TE11-Welle auf 10.5 GHz beaufschlagt. Anschliessend wurden mit den selektierten Linsenmodellen Simulationen an einer POTY-Antenne durchgeführt, um den Einfluß des Reflektors und des Patches auf die LInsen zu ermitteln.

Der Schwerpunkt der Untersuchungen konzentriert sich auf die Art der Anpassung und auf die zylindrische Linsengrundform. Es wurden die Materialien PTFE (Teflon mit er = 2.09) und PE (Polyethylen mit er = 2.4) berücksichtigt. Auf den Einsatz von PP und PE sollte man schon wegen der relativ geringen Temperaturbeständigkeit von ca. 100° verzichten. Polyamid, wie z. B. PA6 mit er = 3.5 ist für optimal funktionierende dielektrische Linsen weniger geeignet, da u. a. der dielektrische Verlustfaktor 50 x höher als der von PTFE ist.

Die im folgenden Text zusammengefassten Erkenntnisse beziehen sich entweder auf bekannte physikalische Zusammenhänge der Strahlenoptik oder nur auf die untersuchten Linsentypen und Materialien. Ob diese Beobachtungen eine allgemeine Gültigkeit haben bzw. irgendwelchen Gesetzmäßigkeiten folgen, kann deshalb nicht immer mit 100% Sicherheit gesagt werden.

Anpassung von dielektrischen Linsen

Wie bei jeder anderen Antenne muss die Eingangsimpedanz der dielektrischen Linse an die Hohlleiterimpedanz angepasst werden. Es gibt zwei verbreitete Arten der Impedanztransformation: Die Stufenanpassung und die kontinuierliche Anpassung. Man kann sich sehr gut vorstellen, dass die kontinuierliche Anpassung – ohne Stoßstellen und ohne zusätzliche Reflexionsflächen – zu besseren Ergebnissen führen kann.

Der Einfluss der geometrischen Ausführung der Impedanz-Anpassung auf die Kennwerte der Linse verhält sich proportional zur Permittivität (Dielektrizitätskonstante) er. Ein Vergleich der 34-mm-Zylinderlinse mit einer 3-stufigen Anpassung zwischen PTFE (er = 2.09) und PE (er = 2.4) zeigt geringfügige Unterschiede. Bei PA6 (er =3.5) ist der Einfluss so extrem, dass die dielektrische Linse vom Konzentrator zum Dämpfungsglied wird, d. h. der Hohlleiter funktioniert ohne Linse besser (siehe hierzu Bild 18) als mit Linse. Bevor man den Hohlleiter offen lässt, kann man die ungeignete Poty-Linse aus Nylon auf ca. 19.5 mm kürzen. Der Gewinn steigt dann um ca. 3 dB und ist dann ca. 1 dB besser als der offene Hohlleiter.

Dies wurde inzwischen durch Udo, DL3GAK bestätigt. Er hat seine unbrauchbare Linse (Dämpfung ca. 2 dB) auf 18,5 mm gekürzt und einen Gewinn von ca. 1 dB erreicht.

Es wurde u. a. auch festgestellt, dass die Linsenform, der Linsendurchmesser und die Linsenlänge leichte S11-Wert-Veränderungen von wenigen dB zur Folge haben, die man aber als zweitrangig betrachten kann. Das Bild 18 zeigt das Verhalten einer baugleichen 34-mm-Zylinder-Linse bei der Verwendung von unterschiedlichen Materialien.

Bild 18: Materialabhängige Antennendiagramme der POTY-Zylinderantenne mit 3-stufiger Impedanz-Anpassung

Kennwerte von dielektrischen Materialien

Für die dielektrischen Linsen müssen HF-taugliche Materialien mit geringen Verlustfaktor und möglichst kleinem er verwendet werden. Der probate Mikrowellentest auf ca. 2.4 GHz für die “Uplink-Kunststoffe” – bei Erwärmung ungeeignet – bietet hier keine 100%-tige Sicherheit, da die Linsen auf ca. 10.5 GHz mit der fast fünffachen Frequenz arbeiten.

Am besten eignet sich PTFE (Teflon) mit einer Permittivität er = 2.09. In der folgenden Tabelle 3 werden die gebräuchlichen Materialien mit ihren Kennwerten dargestellt.

 Material  Dielektrizitäts-  konstante er Dielektrischer  Verlustfaktor Brechindex  Grenzwinkel  in Grad Verkürzungs-  faktor vkMaterial-Wellenlänge @ 10.5 GHz 
PTFE2.10.00041.4543.60.6919.7
PE2.30.00011.5241.30.6618.9
PP2.40.00041.5540.50.6518.6
PET2.40.011.5540.50.6518.6
PLA2.70.00031.6437.60.6117.4
ABS2.80.0051.6736.90.6017.2
PA63.50.021.8732.00.5315.2

Tabelle 3: Relevante Kennwerte von HF-tauglichen Materialien

Seit dem Einzug der 3D-Drucker nutzen einige OM diesen auch für die Herstellung von dielektrischen Linsen für die Poty-Antenne. Die Ergebnisse sind weitaus besser als man erwarten würde. Das liegt sehr wahrscheinlich daran, dass beim 3D-Druck mikroskopisch kleine Luftblasen eingeschlossen werden und diese dann das effektive er reduzieren, aber keinen bzw. nur einen marginalen Einfluss auf die Strahlenbrechung haben.

Ob die gedruckten Linsen unter Wettereinflüssen – ABS hat z. B. eine sehr niegrige UV-Resistenz – ihre Kennwerte beibehalten, wird die Zeit zeigen.

Typische Materialien für die 3D-Druck-Filamente sind u. a. PE, PET, PLA und ABS. Unter der Voraussetzung, dass die o. g. Daten meiner Internet-Recherche stimmen, müsste man mit PE (siehe Tabelle 3) eigentlich die besten Ergebnisse erhalten, wenn der Einfluss der Lufteinschlüsse nahezu materialunabhängig und ein homogener Druck gewährleistet ist. Aber von den 3D-Anwendern hört man oft, dass die Ergebnisse mit ABS besser seien als mit PE! Dies widerspricht den Erfahrungen im Umgang mit nichtgedruckten homogenen Materialien und kann eigentlich nur daran liegen, dass sich PE nicht so homogen drucken lässt, wie z. B. ABS. Entsprechende konkrete Informationen von 3D-Anwendern liegen leider nicht vor.

PA6 und PETG sollte man allein schon wegen der hohen dielektrische Verluste nicht verwenden, denn diese wirken sich u. a. erkennbar negativ auf den Gewinn der Linse aus.

– wird fortgesetzt –

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Das Link-Budget für den QO100

Das Sendesignal zum Satelliten bezeichnet man bekannterweise als Uplink. Die QO100-Uplink-Frequenz von ca. 2400 MHz erfordert sehr verlustarme und kurze HF-Kabel zwischen der Sender-Endstufe und der Sende-Antenne, damit die Senderleistung nicht im Kabel in Wärme umgestzt wird, sondern von der Antennne abgestrahlt wird. Die Kabelverluste werden in Dezibel (dB) angegeben. Die Strahlungsleistung (EIRP) wird durch die an der Antenne ankommende Leistung (dBm) multipliziert mit dem Antennengewinn (dB) ermittelt.

Die Leistungs-Pegel werden in einem Link-Budget ebenfalls in dB angegeben. Exakt in dBm, dies bedeutet, wieviel dB mehr als 1 mW – Referenz (0 dBm). Die Anwendung der Dezibelrechnung ermöglicht es uns, durch einfache Subtraktionen (Verluste) und Additionen (Gewinne) von dB-Werten aus der Sender-Ausgangsleistung (dBm) die Strahlungsleistung (EIRP in dBm) zu ermitteln. Das Kürzel EIRP steht für Equivalent Isotrpic Radiated Power und bezieht auf den gedachten isotropen Strahler mit dem Gewinn = 1, also 0 dBi. So bleiben alle Pegelbilanzen miteinander vergleichbar. Das Kürzel ERP steht für Effective Radiated Power und bezieht sich auf eine reale Sender-Antenne, wie z. B ein Halbwellen-Dipol mit einem Gewinn von 0 dBD bzw. 2,15 dBi. Die Begriffe Equivalent und Effective werden in diesem Zusammenhang immer wieder gern verwechselt (siehe Internet), obwohl diese eine unterschiedliche Bedeutung haben.

Als Uplink Verluste kommen erstens alle Effekte in der Bodenstation in Frage, die den Pegel der Strahlungsleistung (EIRP) reduzieren und zweitens alle Effekte im Funkfeld in Frage, die den Pegel der Empfangsleistung am Satelliten – hier QO100 – reduzieren.

Für den QO100-Uplink genügt es, wenn wir die Verluste in der Bodenstation berücksichtigen, da bei QO100 die maximale Strahlungsleistung durch die QO100-Baken (CW-Baken und Mittelbake) vorgegeben wird. Die bei den üblichen Wetterbedingungen und bei starkem Funkbetrieb verursachten Pegelunterschiede zwischen dem Uplink-Signal und dem empfangenen Downlink-Signal bewegen sich ca. um +/- 1 dB und können deshalb in der vereinfachten Pegelbilanz vernachlässigt werden.

Eine QO100-Bodenstation besteht prinzipiell mindestens aus einem Sender, einer Antennenzuleitung und einer Sendeantenne. Hier entstehen Verluste auf der Antennenzuleitung durch die Kabeldämpfung. Diese müssen bei einer daraus resultierenden geringeren Strahlungsleistung (EIRP) eventuell durch eine höhere Sender-Leistung und/oder durch einen höheren Antennegewinn kompensiert werden.

In der Realität müssen bei einer QO100-Bodenstation eventuell weitere Verluste berücksichtig werden. Dies können z. B. die Durchgangsverluste (Dämpfungen) von Filtern (ca. 1 bis 2 dB) und Isolatoren (ca. 0,3 bis 0,5 dB) sein. Bei der Verwendung von linear polarisierten Sendeantennen ist zusätzlich ein Polarisationsverlust von – 3 dB gegenüber der üblichen RHCP zu berücksichtigen. Um diesen 3dB-Wert (halbe Leistung) reduziert sich die Strahlungsleisung (EIRP) an der Sendeantenne.

Das Dezibel

Das Dezibel ist ein logarithmisches Maß, um das Rechnen mit großen Zahlen und die Rechenarten zu vereinfachen. Durch logarithmieren werden aus Potenzierungen / Multiplikationen und aus Multiplikationen / Divisionen werden Additionen bzw. Subtraktionen usw.

Das Dezibel ist eine dimensionslose Zahl mit der u. a. in der Nachrichten- und Hochfrequenztechnik Strom-, Spannungs- und Leistungsverhältnisse vereinfacht dargestellt werden können. Hier werden nur die Leistungspegelverhältnisse betrachtet.

Zahl = Basis10 ExponentExponent = log Zahl
1000 = 1033 = log 1000

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Kabeldämpfung

Alle elektrischen Leitungen haben Übertragungsverluste. Im niederfrequequenten Bereich überwiegen die ohmschen Verluste. Bei hohen Frequenzen spielt der Aufbau (Abstand Innen- zu Aussenleiter (Schirm), Durchmesser der/des Innenleiter/s und das Dielektrikum) des Koaxialkabels eine gravierende Rolle. Die Kabelverluste steigen proportional zur Frequenz an.

Die Wahl eines verlustarmen Antennenkabels ist besonders bei längeren Leitungen und sehr hohen Frequenzen wichtig. Die Kabeldämpfungs-Werte – diese werden meistens in dB/100 Meter angegeben, praktikabler wäre in dB/m – und viele andere mechanische und elektrische Daten für die wichtigsten HF-Kabel zeigt die folgende Tabelle der Firma Kusch. Die Werte für 2320 MHz sind auf 2400 MHz übertragbar. Bei Kusch kann man sich u. a. selbst spezifizierte HF-Kabel mit den gewünschten Steckverbinder-Typen fertig konfektionieren lassen.

Weiterführende Informationen findet man unter: https://www.kabel-kusch.de/

Tabelle: Übersicht der Kabelverluste, Verkürzungsfaktoren und Kapazitäten von gängigen Hochfrequenzkabeln

Beispiele: Es sollen anhand der obigen Tabelle die Kabeldämpfungen verschiedener QO100-Antennenleitungen ermittelt werden. Dazu muss der jeweilige Dämpfungswert aus der der Frequenz zugeordneten Spalte gesucht werden und zunächst durch 100 dividiert und anschliessend mit der Kabellänge multipliziert werden. Für jeden HF-Steckverbinder sollten 0,15 dB zusätzliche Verluste berücksichtigt werden. Die Klammerwerte zeigen den Anteil der an der Sendeantenne ankommenden Leistung in Prozent.

Ein UP-Konverter wird z. B. auf 70 cm angesteuert. Die Antennenzuleitung ist 20 m lang. Die Kabeldämpfungen betragen mit ECOFLEX 15+ = 1,16 +0,3 dB = 1,46 dB (71,4%), mit ECOFLEX10+ = 1,78 + 0,3 = 2,08 dB (61,9%), mit AIRCELL7 = 2,72 + 0,3 = 3,02 dB (49,9%) und mit RG213U = 2,96 + 0,3 = 3,26 dB (47,2%).

Eine PA wird direkt auf 13 cm angesteuert. Die Antennenzuleitung ist hier 10 m lang. Obwohl die Antennenzuleitung nur halb so lang ist, betragen die Kabeldämpfungen mit ECOFLEX 15+ = 1,49 + 0,3 dB = 1,79 dB (66,2%), mit ECOFLEX10+ = 2,29 + 0,3 = 2,59 dB (55,1%), mit AIRCELL7 = 3,50 + 0,3 = 3,80 dB (41,7%) und mit RG213U = 4,70 + 0,3 = 5,00 dB (31,6%).

Hier zeigt sich deutlich, dass bei hohen Frequenzen die Kabellängen möglichst kurz sein und nur hochwertige HF-Kabel verwendet werden sollten. Zwischen Transceiver und Up-Konverter bzw. Vorverstärker und Endstufe kann man eventuell die Dämpfungsglieder einsparen, wenn man entsprechend “schlechte” HF-Kabel mit höheren Dämpfungswerten und größeren Kabellängen verwendet.

Wieviel Prozent der Eingangsleistung nach einer Dämpfung (Kabel, Filter etc.) noch vorhanden sind, kann nach der folgenden Gleichung ermittelt werden:

Ausgangsleistung in % = 100 / 10 Dämpfungswert in dB / 10

Die folgende Tabelle zeigt, welche(r) in Leistungs-Dämpfung (-Gewinn) in Prozent durch einen bestimmten dB-Wert verursacht wird.

Dämpfungs-/Gewinn-Wert in dB0,10,512345678910
dB-Wert – Faktor1,021,121,251.582,02,513,164,05,06,38.010,0
 Restleistung – %-Wert98,089,280,063,350,039,831,625,020,015,812,510,0
Gewinn – %-Wert1021121251582002513164005006308001000

Tabelle: Leistungs-Dämpfung /-Gewinn in Prozent vs dB-Wert

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Umrechnung von Milliwatt in Dezibel

Die Umrechnung von Leistungsangaben erfolgt meistens in dBm, also in dB bezogen auf ein Milliwatt. Bei sehr hohen HF-Leistungen, wie z. B. im Rundfunk- und Fernsehbereich, erfolgt die Umrechnung auch in dBW, also in dB bezogen auf ein Watt. In diesem Fall sind dB-Werte um Faktor 30 (Faktor 1000) verschieden (siehe Tabelle).

dBm-Wert = 10 x log (Leistung in Milliwatt / 1 Milliwatt)

Beachte: Die Leistungen müssen unbedingt in Milliwatt eingegeben werden, da sich sonst dBW-Pegel ergeben, die jeweils um 30 dB (Faktor 1000) geringer als die dBm-Pegel sind!

Beispiel 1: Die Leistungen 10 W, 5 W, 2,5 W und 1 W sollen nach obiger Formel in dBm dargestellt werden. Es ergeben sich die Pegelwerte 40 dBm, 37 dBm, 34 dBm und 30 dBm. Man kann sofort erkennen, dass bei einer Leistungshalbierung der Leistungspegel um 3 dB zurückgeht und bei einem Zehntel der Leistung eine Reduzierung um 10 dB erfolgt. Jede Verdopplung der Leistung verursacht einen Pegelanstieg um 3 dB und jede Verzehnfachung der Leistung hat einen Pegelanstieg von 10 dB zur Folge.

Merke: Wenn man sich die wichtigsten Leistungspegel (50 dBm = 100 W, 40 dBm = 10 W, 30 dBm = 1 W usw.) merkt, kann man andere Pegelwerte leicht durch Kopfrechnung anhand einer Subtraktion oder Addition von den Ausgangswerten bestimmen.

Beispiel 2: Für die Leistungen 100 W (10 W), 50 W (5 W), 40 W (4 W), 25 W (2,5 W), 20 W (2 W) soll der Leistungspegel ermittelt werden. Wir wissen schon jetzt, dass die Pegel der geklammerten Leistungswerte jeweils exakt um 10 dB niedriger sein werden, da es sich jeweils um ein Zehntel der Leistung handelt. Auch wissen wir bereits, dass die erwarteten Pegelwerte alle im Bereich oberhalb von 40 dBm (30 dBm) bis 50 dBm (40 dBm) liegen werden.

100 W = 50 dBm (10 W = 40 dBm), 50 W = 47 dBm (5 W = 37 dBm), 40 W = 46 dBm (4 W = 36 dBm),

25 W = 44 dBm (2,5 W = 34 dBm), 20 W = 43 dBm (2 W = 33 dBm)

Umgekehrt kann man aus beliebigen Pegelwerten – die durch Logarithmieren gewonnen wurden – die jeweiligen Leistungswerte in Milliwatt ermitteln, indem man den Pegelwert durch 10 dividiert und zur Basis 10 potenziert. Dies geschieht nach der folgenden Gleichung:

Leistungswert (mW) = 10 dBm-Wert/10

Beispiel 3: Möchte man die Gleichung nicht benutzen, kann man dies auch zu Fuß nach der bewährten Kopfrechenmethode machen, denn dies ist hinreichend genau. Die folgenden Leistungpegel sollen in die dazugehörigen Leistungswerte umgerechnet werden. Auch hier wissen wir im voraus, anhand der gemerkten Verzehnfachungswerte, in welchem Bereich sich die Leistungswerte befinden müssen. Wenn man den Leistungswert ausgehend vom oberen Wert (auf den nächsten Zehner gerundet) durch Subtraktionen von 3-dB-Schritten erreicht, bedeutet dies eine jeweilige Halbierung des Leistungs-Ausgangswertes. Erreicht man den Leistungswert ausgehend vom unteren Wert (auf den Zehner reduziert) durch Additionen von 3-dB-Schritten, bedeutet dies eine jeweilige Verdoppelung des Ausgangs-Leistungswertes.

Für die Pegelwerte 60 dBm, 55 dBm, 47 dBm, 34 dBm, 21 dBm, 19 dBm, 13 dBm ist der jeweilige Leistungswert zu ermittteln. In den Klammern wird der angewandte Ermittlungsweg gezeigt.

60 dBm = 1000 W (50 dBm + 10 dB = 100 W x 10 = 1000 W)

55 dBm = 320 W entweder 40 dBm (10 W) + 15 dB (5 x 3 dB = 32 fach = 320 W) oder 60 dBm (10000 W) -15 dB(1/32)

47 dBm = 50 W (50 dBm (100 W) – 3 dB = 100 W / 2 = 50 W)

34 dBm = 2,5 W (40 dBm (10 W) – (2 x 3 dB) = 10 W / 2 = 5 W / 2 = 2,5 W)

21 dBm = 0,125 W (30 dBm (1 W) – (3 x 3 dB) = 1 W / 2 = 0,5 W / 2 = 0,25 W / 2 = 0,125 W  = 125 mW

19 dBm = 0,08 W (10 dBm (0,01 W) + (3 x 3 dB) = 0,01 x 2 = 0,02 W x 2 =0,04 W x 2 = 0,08 W = 80 mW

13 dBm = 0,02 W (10 dBm (0,01 W) + 3 dB = 0,01 W x 2 = 0,02 W = 20 mW

Für uninteressierte oder eilige OM habe ich die folgende Tabelle beigefügt. Die Tabelle zeigt u. a. die Umrechnung von Leistungsangaben in dBm, dBW und die äquivalenten Spannungen an 50 Ohm. Die Spannung von 1 Volt entspricht 120 dbµV und eine Verdoppelung erfolgt + 6 dB und eine Halbierung erfolgt bei – 6 dB des Spannungswertes.

Leistung in WattdBmdBWSpannung in Voltan 50 OhmdBµVdBV
130,0000,0007,070136,98816,988
233,0103,01010,000140,00020,000
334,7714,77112,247141,76021,760
436,0206,02014,142143,17423,174
536,9896,98915,811143,97923,979
637,7817,78117,320144,77024,770
738,4508,45018,708145,44025,440
839,0309,03020,000146,02026,020
939,5429,54221,213146,53226,532
1040,00010,00022,360146,98826,988

Tabelle : Leistungs- und Spannungswerte an 50 Ohm

Beachte: Bei jeder Verzehnfachung der jeweiligen Leistungswerte sind die dB-Pegel um 10 dB zu erhöhen. Bei jeder Division durch den Faktor 10 (Zehntel) der Leistungswerte sind die dB-Pegel um jeweils 10 dB zu reduzieren. Bei Spannungspegeln bedeutet eine Verzehnfachung der jeweiligen Spannungswerte ein Pegelanstieg um 20 dB. Bei einer Reduzierung um den Faktor 10 sind die dB-Pegel jeweils um 20 dB zu reduzieren.

Soll in der obigen Tabelle statt in Watt mit Milliwatt gerechnet werden, so sind die dBm/dBW-Pegelwerte und die dBµV/dBV-Pegelwerte jeweils um 30 dB zu reduzieren und die Spannungswerte in mV zu betrachten.

Merke: Eine Leistungserhöhung um 10 dB hat eine Spannungserhöhung von ebenfalls 10 dB zur Folge! Dies bedeutet die zehnfache Leistung, aber nur die 3,162-fache Spannung (siehe Leistungsformel).

Spannungs-dB oder Leistungs-dB?

Im Zusammenhang mit Antennengewinnen wird hin und wieder die Frage gestellt, ob es sich bei den Gewinnangaben der Hersteller um Spannungs-dB oder Leistungs-dB handelt. Die Darstellung des Pegelverhältnis in dB ist dimensionslos und deshalb stellt sich diese Frage erst gar nicht!

Vermutlich resultiert die Frage daraus, dass es vermeintlich unterschiedliche Berechnungsformeln gibt:

Leistungspegel in dbm = 10 x log (Leistung / 1 mW)Spannungspegel in dbm = 20 x log (Spannung / 1 µV)

Aber dies ist nicht der Fall! Der Faktor 20 für Spannungs- und Strompegel resultiert aus der Leistungsformel.

Leistung P = Spannung U x Strom Ioder mit I = U / RP = U2 / Roder mit U = I x RP = I2 x R

Durch das Logarithmieren wird die Quadrierung zum Multiplikator 2 und dieser findet sich in der Pegelberechnung (2 x 10 = 20) wieder. Eine Verzehnfachung der Spannung hat also eine hundertfache Leistung zur Folge.

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Einfachte Pegelbilanz zur Aufwandsabschätzung

Die untere und obere CW-Bake, die den Schmalband-Transponderbereich markieren, werden nach vorliegenden Informationen mit einer Strahlungsleistung von 59 dBm (ca. 800 Watt) von der Bodenstation auf 2400 MHz zum QO100 gesendet. Als kleine Sicherheitsreserve für die Pegelbilanz werden 60 dBm (1000 Watt) angenommen.

Strahlungsleistung (EIRP) = Sendeleistung (dBm) + Antennengewinn (dBi) -Verluste (dB)

Ideale Betrachtung: Der eigene Signalpegel auf dem QO100-NB-Transponder soll so laut wie die CW-Bakenpegel sein. Also muss man eine Strahlungsleistung von ca. 1000 Watt EIRP (60 dBm) erzeugen. Entweder hat man eine hohe Sendeleistung oder einen hohen Antennengewinn. Ein 60-cm-Offset-Parabolreflektor hat z. B. einen Antennengewinn von 21 dBi bei 55% Wirkungsgrad. Dann muss man im Idealfall 39 dBm – entsprechend ca. 8 Watt – Sendeleistung aufbringen, um den “CW-Bakenpegel” auf dem QO100-NB-Transponder zu erreichen. Mit einem 85-cm-Offset-Parabolreflektor (24 dBi bei 55%) müsste man 3 dB weniger Sendeleistung, also nur noch 4 Watt aufbringen. Es funktioniert auch noch recht gut mit einem 35-cm-Offset-Parabolreflektor (16,3 dBi bei 55%). Hier muss jedoch die Sendeleistung um 7,7 dB höher (ca. Faktor 5.9 entsprechend ca. 23,6 Watt) als beim 85-cm-Offset-Parabolreflektor sein.

Reales Beispiel: In der Realität hat man zwischen der Endstufe und der Sendeantenne ein mehr oder wenig langes verlustbehaftetes Antennenkabel. Diese Dämpfungsverluste reduzieren bei gleichbleibender Sendeleistung die Strahlungsleistung und haben somit einen schwächeren Signalpegel auf dem QO100-NB-Transponder zur Folge.

Stationsbeschreibung:

– 60-cm-Offsetparabolreflektor (21 dBi bei 55%) mit LHCP-Erreger (POTY- oder Helixantenne)

– Chinesische WiFi-PA mit 2,5 Watt ca. 34 dBm (Herstellerangabe 8 Watt)

– 2,5 m HighFlex7-Kabel mit 0,32 dB/m@2400 MHz (ca. 1 dB mit Steckverbinderverlusten von 0,15 dB/Stecker)

Mit dieser Konfiguration erzeugt man eine EIRP-Strahlungsleistung von 34 dBm -1 dB (Kabeldämpfung) +21 dB (Antennengewinn) = 54 dBm (250 Watt). Man hat 6 dB weniger Strahlungsleistung als die Bodenstation, also ist man eine S-Stufe (6 dB) leiser als der CW-Bakensignalpegel. Für diesen geringen und preiswerten Aufwand schon ein stattliches Signal.

Hinweis: Bei linearer Polarisation ist die Pegelangabe der Sendeleistung um weitere 3 dB zu reduzieren!

Dies ist eine überschlägige, aber hinreichend genaue Pegelkalkulation zur Aufwandsabschätzung, die keine Reserven für Wettereinflüsse, Umgebungsdämpfungen, Ausrichtfehler und sonstigen Verlusten berücksichtigt.

Weiterhin viel Spass mit QO100!

vy 73 de Günter, DL6YCL